大功率四象限变流器微机实时控制原理

大功率四象限变流器微机实时控制原理株洲电力机车研究所王挺泽摘要：本文主要介召了大功率四象限变流器微机控制的基本原理及控制方法关键词：四象限变流器、微机控制、原理、方法前言大功率四象限变流器微机实时控制原理是在AC4000原型车四象限变流器控制的基础上进行的。

在此基础上，结合微机控制的优点，又进一步作了的完善，增加了功率因数角控制和具有改善直流电压动态调节性能的直流电流反馈环节。

在控制的硬件上则采用了TMS320C31和80C196双CPU的方案，其中80C196负责：(1)与电网电压的同步控制、(2)充电接触器和短接充电接触器的控制、(3)与有关计算机的通迅、(4)功率因数角的探测、(5)跳弓的检测。

而微处理器DSP320C31则负责：(1)电压、电流的采样、(2)电压、电流调节器的计算、(3)变压器直流磁化控制、(4)功率因数角的控制、(5)调制电压的计算、(6)PWM脉冲计算、(7)PWM脉冲输出控制。

1、四象限变流器主电路工作原理如图1所示为交直交电力机车一个转向架带有两个网侧四象限变流器的主电路图1 四象限变流器的主电路原理图原理图。

为了更好地说明四象限变流器的工作原理，下面对网侧只有一个四象限变流器回路进行分析。

为了简化起见，变压器用一个等效电路表示，变压器的漏抗和内阻用一个电感和一个电阻表示。

原理上四象限变流器的两对桥臂(包括两个GTO和两个二极管)可用转换开关代替。

当网侧四象限变流器在中间回路直流电压U d大于u st峰值下运行时，4qs就作升压调压器工作。

图2为用转换开关代替的网侧四象限变流器等效电路图。

图2 四象限变流器的等效电路原理图4qs是一个脉冲整流器，因此按转换开关的位置，四象限变流器有以下几种工作方式：(1)、u st=0 ：电能在电网与变压器漏抗之间交换能量，此时u L=u N，i d0=0(2)、u st=+U d：电能在电网、变压器漏抗与中间回路之间交换能量，此时u L=u N-U d，I d0=I N(3)、u st=-U d：电能在电网、变压器漏抗与中间回路之间交换能量，此时u L=u N+U d，I d0=-I N用脉宽调制产生各开关元件的PWM信号，在变流器输入端形成了基波频率与网频一样的脉宽调制电压。

现假设该调制电压为理想的正弦波，当u N和调制电压u st图3 牵引工况和制动工况下的四象限变流器基波矢量图同相同幅时，则R-L电路上就没有电压差，因而四象限变流器的输入电流为零；如果u st滞后u N一个角度，那么有一个经4qs整流过的正电流流入中间直流回路，即4qs 处于牵引工况；相应地u st超前u N一个角度时，由中间直流回路来的电能流入电网，即4qs处于制动工况。

理论上给定任意的调制电压u st，就可产生任意的4qs输入电流i N。

但通常在牵引工况下，网压u N与4qs输入电流i N的相位角θ控制在0°。

在制动工况下，θ控制在180°，即机车以±1的功率因数运行。

图3为牵引工况和制动工况下的四象限变流器基波矢量图。

2、四象限变流器微机控制系统结构基于以上分析，四象限变流器微机控制采用中间回路直流电压调节器输出控制4qs的输入电流的幅值、网侧回路电流调节器控制4qs的输入电流功率因数的串行调节控制方式。

为了改善动态调节性能，将中间回路直流电流经功率平衡变换接到电压图4 四象限变流器微机控制系统框图调节器输出端。

图4为四象限变流器微机控制原理框图，主要由以下几个部份组成：a、直流电压调节器，其输出控制四象限变流器输入电流幅值；b、电流调节器，用来控制四象限变流器输入电流的功率因数；c、四象限变流器微机同步控制，则用来保证四象限变流器输入电流与电网电压同步；d、调制电压的计算，用来计算调制电压的瞬时值；e、PWM交点计算。

3、对几个主要问题的处理3.1、电压调节器和电流调节器的工作原理中间回路直流电压调节器是按PI-调节器原理工 作，用双线性原理(梯形积分或Tustin 近似)作离散变换。

在模拟电路中PI 调节器通常按图5所示，得： 图5 PI 调节器原理图式中Kp=R2/R1为比例放大系数，Tn=R 2C 为调节时间常数，Ti=R 1C 为积分时间常数，ΔV=WUD-XUD 为给定电压与反馈电压之差。

根据双线性原理作离散变换如下：式中T 为计算步长。

四象限变流器电流调节器采用P 调节，其计算公式为： V 0(K)=K I ×ΔV(K) ; K I 为电流调节器比例放大系数。

2、同步控制原理四象限变流器不论采用什么样的控制方式，其控制器必须和网压同步。

对于数模控制电路，通常采用硬件进行锁相倍频。

而用微机进行实时控制时，四象限变流器的同步方法通常采用软件锁相环方式。

下面将介绍一下软件锁相环的原理：如图6所示，t 0、t 1、t 2相应于电网电压同步信号在80C196的HSI 中断到达时刻，t 3为一个计算周期结束时刻。

在t 1时刻，电网电压计算周期通过测量先前的周期T S (=t 1-t 0)进行更新，这个值用于决定在下一次HSI 中断即t 2的载波理论再同步时间。

由于同步是软件同步，与硬件同步不一样。

在硬件同步中，在t 2处并不削掉脉冲。

在软件同步⎰∆+∆=dt C R V V R R V 2210⎰∆+∆=dt)CR V V (R R 212⎰∆+∆=dt)TnVV Kp(⎥⎦⎤⎢⎣⎡∆+∆=⎰KT 00dt Tn V V (K)Kp K)(V ⎥⎦⎤⎢⎣⎡∆+∆=⎰1)T -(K 00dt Tn V 1)-V (K Kp 1)-(K V 1)-(K V 1)-V(K Kp)TnT(0.5Kp V(K)Kp)Tn T (0.5Kp(K)V 00+∆-+∆+=中，下一个电源周期的脉冲是由上一个周期的大小来控制的，假如在每个电源周期的载波周期的末端有任何误差产生，则该误差会均匀地扩大到下一个电源周期的整个M R 载波周期。

例如，由于电源频率发生变化，T S变得较长，那么最后一个载波周期将比下一个同步中断先早一些到达，则误差tr=t3-t2是可以计算的，并把误差均匀地分摊到下一个M R载波周期，显然对于这种误差是较易计算的。

但当电网电压周期T S变得较短时，则在t3到达时，t2还没有到达，即下一个同步中断时刻还没来，而t3 巳到达，因此这种误差就没法计算。

要解决这个问题，只有一个办法，把周期的计算起始点选择在同步电压的下降沿，这样当电网电压频率变化不超过1/2的载波周期时，任何由电网电压频率变化所引起的误差总是可以计算的，其计算公式如下：tr=t3-t2-T S/2 , T S=t1-t0计算得到的误差则均匀地分摊在下一个计算周期中，从而实现计算周期与网压变化同步。

图6 同步控制原理示意图3、PWM交点计算原理四象限变流器的PWM信号的发生是通过控制电压wu st与三角波求交点得到的。

而求交点的方法，在微机控制中通常采用的是非对称发生脉冲的脉宽调制方法，即对于每一相的PWM信号，都是在三角波的转换点中进行wu st的探测，然后三角波电压再与固定的探测电压求交点，如图7所示。

然而这种求交点的方式，交点的误差比较大，PWM信号不太真实。

一个相对较为简单而又行之有效的办法是取相邻两个wu st的探测点的平均值与三角波求交点，用这种方式求交点得到的PWM信号相对比较真实，但是必须对下一点的wu st值进行预估。

对于网侧有多个四象限变流器时，通常采用三角载波互相错开一定的角度，这样做的好处是可以使4qs的输入电流的高次谐波互相错开，在变压器原边的谐波总量中部分抵消。

当一个转向架有3个四象限变流器时，三角载波互相错开120度；当只有图7 交点计算原理2个四象限变流器时，三角载波互相错开90度。

下面介绍一下一个转向架只有2个四象限变流器时是如何求取GTO的开关时间的。

当一个转向架只有2个四象限变流器时，三角载波只需划分成四个区，而这四个图8 两个四象限变流器计算分区划分示意图表1：计算区域表区通过设置区计数器来判断现在位于那个区。

除了进行区域判断之外，还必须知道各个相的三角载波的状态，即每个三角载波现在所在的位置。

表1给出了四个区的U、V、W、X相所在边的状态。

在计算开关时间时，除了要知道各相三角载波的状态外，还必须检查wu st是否与所在的边相交，下面给出四个边的交点计算公式：a边：t1=(wu st/A)×Tb边： t2=(1-wu st/A)×Tc边： t3=(-wu st/A)×Td边： t4=(1+wu st/A)×T式中：A为三角载波的幅值图9 每次求交点起始时刻示意图3、电流值的预估由于在交点计算时需要知道下一点的wu st值，而wu st的值是由网压同步信号和相当于电抗器电压的等效值及电流调节器输出三项组成。

所以，要知道下一点的wu st值就必须对下一次开关的电流值进行预估。

掌握变压器的微分方程和上一周期的各个开关的角度或时间值，就能对4qs的输入电流进行一些简单的预估。

预估的公式推导如下：diN /dt=(uN-u st-i N×R)/L用矩形近似的离散变换为：diN /dt=[iN(K+1)-iN(K)]/Δt代入微分方程为式：[iN (K+1)-iN(K)]/Δt=[uN(K)-u st(K)-i N(K)×R]/L得： iN (K+1)=iN(K)×(1-M)+N×[uN(K)-u st(K)]其中M=Δt×Ri /L ，N=Δt/L ,Δt为预先计算的时间间隔；uN为预知的电网电压；u st为预知的调制电压，在Δt内认为是恒定的；i N为网侧回路的电流；L、R为变压器阻抗；K为扫描时间点。

4、磁化电流控制原理由于控制偏差或跳弓等原因，网侧四象限变流器的输入电流常产生波形不对称，因而在变压器次边绕组里产生直流偏移，即变压器直流磁化。

为防止这种情况的产生，通常通过求取变压器的直流磁化电流输入到PI 调节器将其调到零，调节量的输出是一个直流偏置值，它与电压调节器的输出相加。

调节器的计算方法与电压调节器相同。

下面介绍一下直流磁化电流滤波器的设计方法：直流磁化电流滤波器为一低通滤波器，其变换函数为：F(p)=1/(1+PT1) ，T1为滤波器的时间常数。

用矩形近似计算的离散变换公式为：X 0(K)=a ×X I (K)+b ×X 0(K-1)式中X I (K)为直流磁化电流，X 0(K)为直流磁化电流调节器输出，系数a 和b 则按下式计算：5、控制电压wu st 的计算控制电压wu st 主要由三部份组成，即由网压同步信号和相当于电抗器电压的等效电压值及电流调节器输出三项组成，其计算公式如下：wu st =XU N -ωLI N ×COS ωt ×K1+ΔV1×K2其中K1、K2为比例系数。