最新开关模式GaAs功率放大器在WLAN设计中大放异彩

开关模式G a A s功率放大器在W L A N设计中大放异彩高速/高频混合信号半导体工艺技术的最新发展促成了完全集成的无线LAN(WLAN)发射器的问世，尤其是采用计算发生调制技术的发射器。

全集成发射器与计算发生调制技术的结合又推动了高效率开关模式功率放大器在先进调制方案中的应用，这种应用在以前认为是不适宜的。

这一发展为“用非线性器件实现线性放大(LINC)”功率放大器架构提供了一显身手的舞台，该架构能够在高数据速率的WLAN 应用中实现最高的效率、输出功率和性能。

基于LINC 的功率放大器架构将开关模式功率放大器与附加计算引擎的使用结合起来，以放大具有相位调制和幅度调制的信号，如正交幅度调制(QAM)和多载波正交频分多路复用技术(OFDM)。

多载波调制方案(如OFDM)对收发器的模拟RF 部分有严格的线性要求。

对收发器中的功率放大器而言，由于相应的高输出功率水平要求，这一严格的线性度要求就显得更加苛刻。

混合信号IC 出现以后，便可在基于附加的计算引擎，将集成线性化技术用于功率放大器。

上面所提到的是将RF 与计算电路集成在单个CMOS(或Bi-CMOS)芯片中。

与之不同，基于外部砷化镓(GaAs )的功率放大器具有一些显著的优点。

本文将探讨独立GaAs功率放大器相对于集成硅方案的好处，之后图1：D 类放大器的电压配置。

图2：D 类放大器的电压及电流波形。

将介绍三类GaAs开关模式放大器，通过功率放大器的配套CMOS(或Bi-CMOS)收发器芯片中适当的LINC计算电路，它们可与先进的调制方案(如多载波调制)配合使用。

本文还提供了工作于5GHz的F类开关模式功率放大器的性能仿真。

GaAs功率放大器优点分析尽管硅CMOS功率放大器对全集成发射器似乎很有吸引力，但外部GaAs功率放大器除具有衬底隔离之外，还提供其它一些显著优点。

GaAs放大器最大的优点是具有更高的载波移动性，因而可获得比硅更高的f t和f max ，并允许在任何特定频率上使用具有更高击穿电压、外形更大的器件。

这进而又允许在任何给定的输出功率下使用更高的偏置电压及相应更低的电流。

低电流可减少源极和漏极寄生电容，这类寄生电容限定了高工作频率，为开关模式放大器带来了很大问题。

GaAs的跨导g m也比硅CMOS要高得多。

跨导越大，放大器每阶获得的增益就越大。

这样，对于任何特定的增益要求就可使用更少的阶图3：E类放大器的电压配置。

数，从而减小裸片面积并降低系统整体成本。

与硅CMOS器件相比，GaAs pHEMT器件的输入阻抗匹配要更容易，因此可降低多余的不匹配功率损耗，减小无源匹配电路所需的裸片面积，并进一步降低整体成本。

GaAs工艺所用的金属层(金)比硅CMOS所用的金属层(铝和铜)具有更低的阻抗。

因此，无源匹配电路中的螺旋形电感和MIM电容可提供更高的Qs和更低的损耗。

与硅相比，这种GaAs半绝缘衬底也是这种电感及MIM电容具有更高Qs和更低损耗的一个原因。

最后，这种半绝缘衬底还可减小晶体管的源极和漏极寄生电容，从而使GaAs 器件在给定的频率下具有较硅CMOS更高的效率。

综合上述优点，可以清楚地看出GaAs工艺在微波功率放大器的应用中具有很大的优势。

除了独立的线性放大器图4：E类放大器的电压及电流波形。

外，GaAs在开关模式功率放大器的应用中也体现出强大的优势。

由于在配套的CMOS(或BiCMOS)收发器芯片中使用了适当的LINC计算引擎，这些开关模式功率放大器对高速数据速率应用中的高级调制方案而言很有吸引力。

开关模式功率放大器在WLAN设计中，有六类GaAs功率放大器：A类、B类、A/B类、D类、E 类及F类。

开关模式D、E和F类放大器比其同类线性A、B或A/B类放大器具有更高的效率，但输出阻抗很低或是时变的。

这时，如果输出端子上有压降，则可通过限制(或不允许)电流通过有源器件来获得高效率。

如果有电流流过该器件，则可通过限制(或不允许)其输出端子上的电压来提高效率。

再来仔细看看D、E和F类放大器。

图1所示为一个D类放大器的变压器耦合电压开关配置，其电压及电流波形如图2所示。

在图1和图2中，输入信号Vin及其互补使两个晶体管交替开和关。

下面的晶体管处于“开”状态的半个周期内，其漏电压为零。

这时，变压器初级线圈下半部分产生电压Vcc，该电压根据匝数比(n/m)在次线圈上变换为电压(n/m)Vcc。

因此，上面的晶体管的漏极电压为+2Vcc。

在上面的晶体管处于“开”状态的半个周期内，变压器初级线圈上半部分产生电压Vcc，根据匝数比，该电压在图5：F类放大器的电压配置。

次线圈上变换为-(n/m)Vcc。

因此，下面的晶体管的漏极电压为+2Vcc。

次级电压是一个方波，其基频通过输出共振器，产生一个正弦输出电流。

在输出线圈上，两个“半正弦波”在其上半部分和下半部分交替流动(因而通过上面的晶体管和下面的晶体管交替流动)，因此输出线圈支持该正弦输出电流。

由于漏电压为零时电流会流经每一个器件，而漏电压为+2Vcc没有电流流过，因此这些器件不会吸收功率，其效率从理论上来说可达100%。

尽管D类放大器的效率理论值可达100%，但其实际应用仍因漏极(或集电极)寄生电容而受到限制。

这种寄生特性阻止了电压波形的及时开/关，导致电流流经晶体管的同时在晶体管输出端产生电压。

如果负载中包含大的电抗器件，则会出现类似的效应。

这时，漏电压波形仍然是方波，但输出电流则产生了相移。

因此，当导通时，每个器件上都会流过负电流，它会对寄生电容充电并产生电压毛刺。

D类放大器的寄生电容问题在E类放大器架构中得到了解决。

图3所示为一个单端E类放大器，其电压及电流波形如图4所示。

这里，一个串联调谐图6：F类放大器的电压及电流波形。

LoC0电路将漏极与负载相连，一个旁路电容C接地。

该旁路电容由晶体管寄生电容和另一个电容组成(该电容的作用是，当漏极存在电压时，确保晶体管中无电流通过)。

使漏极电压不断变化，而不是像D类放大器那样将其仅局限于方波，便可达到这一理想的状态。

应注意的是，这样会产生显著的漏电压过冲，必须使过冲电压低于该器件的击穿电压。

要达到最佳性能，当器件导通(并开始产生电流)时不仅其漏电压必须为零，漏电压斜率也必须为零。

这样可保证来自旁路电容的电流为零，从而也保证晶体管导通时漏电流为零。

由于转换中的漏-源电压及漏电流均为零，因此该器件的功耗可忽略不计。

尽管E类放大器的效率从理论上可达到100%，但因抑制谐波需要较高的Q 值，从而限制了其效率，这使漏电压值低至0V，并且与时间的斜率为零。

至于D类放大器，负载电抗的变化可能在部分RF周期内产生负的漏电压和/或漏电流。

F类架构可避免这些问题，以及D类出现的一些问题。

图5所示为一个单端F 类放大器，其电压及电流波形如图6所示。

F类放大器的负载网络在一个或多个谐波以及基波中会产生共振。

图5中的晶体管是一个电流源，可产生半正弦波。

输出中的基频调谐电路可将所有的谐波旁路到地，从而产生一个正弦输出电压。

但是，三次谐波共振器具有高阻抗(在第三次谐波)，可使该器件的漏电压维持三次谐波分量。

第三次谐波相对于基频的正确幅度及相位可降低漏电压，从而获得更高的效率。

本文使用安捷伦的“高级设计系统EDA”工具来模拟工作于F 类、5GHz 的0.5微米GaAsMESFET(图7)。

这里的漏极偏压为5V ，栅极偏压为12V 。

从图中可见，当输入栅极驱动电压V gate 从1.8V的峰值上升到2.7V 时，V drain 逐渐变为方波。

这是由于三次谐波分量的幅度和相位逐渐变为F 类操作所需的正确值。

一旦通过F 类放大器的共振器部分以后，该方波漏电压将转换成正弦输出电压V out 。

图7的表中还列出了F 类放大器进行F 类操作时的模拟效率及输出功率。

模拟效率为86.919%，完全符合F 类操作的预期理论值。

功率放大器线性化技术 跟线性功率放大器一样，在基于LINC 的架构中采用开关模式功率放大器也有线性化要求，以便为OFDM 等先进的调制方案提供高性能。

线性化可补偿AM 至AM 失真(压缩)及AM 至PM 失真，从而可提供干净的输出信号，具有极低的带外发射及带内误差向量幅度(EVM)。

图7：工作于F 类模式和5GHz 的0.5微米GaAs MESFET 器件 模拟情况。

几种传统的技术可用于克服发射器中的线性度问题，如反馈、前馈及预失真。

如下文所述，每一种技术都有其自身的优势及局限。

功率放大器线性化技术的正确图8：带频率转换的反馈。

选择取决于是否能够相对轻松地应对这些不同的局限。

在RF功率放大器中采用反馈技术并不容易。

对于极不线性的功率放大器，必须实现很高的环增益才能达到所需的线性度。

环路不稳定性由寄生耦合、封装寄生及瞬态电流的各种共振引起，因此反馈功率放大器可能会受到自发振荡的影响。

不过，反馈技术可成功用于组合的上变频器/功率放大器。

此时，由于将大部分环增益分配给了更低的IF频率(这些频率不易产生共振)，高环增益问题可得到缓解。

图8示出了一个将环增益分配给较低IF频率的场景。

从图中可以看出，一部分输出功率被下变频到最初的IF频率。

结果，该环路将尽量使VRF调制等同于VIF调制。

为保证稳定性，对于环增益大于1的任何频率，闭环相位不允许达到180度。

为实现这一目标，可对参考频率LO(用于对RF进行下变频)的相位θ进行设置，以确保其具有安全冗余。

一个重要的问题是θ值取决于温度、处理参数及输出功率，因而难以保证其稳定性。

面向结合了独立正交信号上变频的收发器的反馈技术已被尝试用于普通的功率放大器。

这里，反馈环路中的正交下变频将RF重新转换图9：前馈功率放大器架构图。

成为两个正交IF分量，准备与最初的两个正交IF信号进行比较。

由于复杂度的增加，以及对温度和工艺比较敏感，这种架构并未被广泛采用。

非线性放大器的输出电压波形可以看作是输入信号的放大复制品与一个误差信号的合成。

前馈架构可以确定这一误差，并将其从放大的输出波形中去除(图9)。

从图9可以看出，一个等于功率放大器增益的因子削弱了该功率放大器的部分输出信号。

被衰减的输出信号与最初的输入信号进行比较，以产生一个误差信号。

最后，该误差信号按功率放大器同样的增益进行放大，并从其输出信号中被剔除。

在高频下，如5GHz，前馈架构中的两个放大器都具有明显的相移。

这种相移必须使用两个实时延迟单元进行补偿。

与反馈架构不同，前馈技术天生很稳定，即使每个部件存在较明显的相移。

但是，无源实时延迟单元会产生损耗，所能达到的线性度取决于每个减法器的信号的增益及相位(实时延迟)匹配。

假设增益失配为5%，相位失配为5度，则该互调产品的功率抑制将被限制为20dB。

最后，为了不影响总的输出功率，输出减法器必须具有低功耗特性。