2.4GHZ微带渐变阻抗变换器设计报告
射频电路课程设计或者微波电路课程设计报告——波导微带转换电路设计报告
波导到微带转换电路一、技术指标要求：工作频率：26.5~40GHz输入/输出驻波比：<1.2插入损耗：<1.0dB二、理论分析：现在波导到微带的转换电路一般采用E面或H面插入探针的办法实现。
本设计做的是H面探针的模型仿真。
仿真模型如下图1所示：矩形波导的主模是TE模，电场在宽边的中心处达到最大值，所以将微带探针从10宽边中心插入波导，这样波导中的场将在探针上尽可能大的激励起电流。
探针附近被激励起的高次模存储无功功率的局部场，使接头具有电抗性质。
由于探针过渡具有容性电抗，一段具有感性电抗的高阻线被串联在探针过渡器后面，以消除容性电抗。
通过仿真发现对转换电路影响较大的参量有6个，分别是：探针长度L1，探针宽度W1，开口面大小（宽d，高h），高阻抗线长度L2，高阻抗线宽度W2，短路面离探针的距离D。
由于短路面为电壁，所以在短路面的四分之一波长处的电场有最大值，设计时将D取为四分之一波长。
三、设计过程：本设计中心频率取工作的两边界和的一半大约为33GHZ，工作频段为26.5GHz 到40GHz。
确定矩形波导尺寸、基板的材料和尺寸以及微带金属条带的初始尺寸并建立模型。
此处采用WR-28标准矩形波导，尺寸为7.112mm*3.556mm，基板材料选用Rogers5880型基片，厚度为0.254mm，相对介电常数为2.2，微带金属条带厚度为0.05mm，通过阻抗软件计算得出50欧姆微带线在33GHZ的宽度为0.75mm。
波导开口面的大小对电路的性能有一定的影响，为了抑制高次模又较好的实现匹配这里取开口面宽边d为1.8mm高h为1mm。
探针的尺寸先设置初始值在通过HFSS仿真优化得出长度L1=1.79mm，宽度W1=0.8mm，厚度取0.05mm。
高阻抗线长度L2=0.5mm，宽度W2=0.3mm，厚度取0.05mm。
短路面至探针的距离经计算得D=2.28mm。
整个波导的长度取为13.28mm。
四、设计结果及存在问题分析：从下图S21的曲线图可以看出在26.5GHZ-40GHZ频段S21的大小都小于0.065Db,信号能很好的传输满足插损要求。
2.4ghz接收机射频前端的分析与设计
1 绪论1 绪论 1.1 课题背景及其意义 近年来，移动通信产业的快速发展带动了无线通信技术及其研究的发展，也使宽带无线接入技术得到了快速发展和应用，如无线局域网、蓝牙技术（Bluetooth）等。
同时，无论是电信市场的开放，还是通信与信息产业技术的快速发展，都在促使各种高速率的宽带接入不断涌现。
宽带接入凭借其建设速度快、运营成本低以及投资成本回收快等优点正越来越受电信运营商的青睐。
这也促进了宽带接入技术的迅速发展，如各种微波、无线通信领域的先进技术不断引入，各种宽带固定无线接入技术不断涌现。
宽带固定无线接入技术一方面充分利用过去未被开发或者应用还不广泛的频率资源，另一方面，凭借微波和有限通信领域成功运用的先进技术可以实现更大的频谱利用率等功能。
由于频谱资源是不可再生资源，所以有限的频谱资源是影响现代无线通信发展的一个重要因素。
为了促进无线局域通信的发展，各国都采取了相应的措施以保证正常通信并合理利用频谱资源。
1985年美国联邦通信委员会开放了9.02GHz、5.8 GHz及2.4 GHz三个ISM频段，允许在低发射功率下无照使用这些频段。
欧洲无线电委员会也于1991年公布了一组无线局域网建议频段：2.4 GHz、5.8 GHz、17.1 GHz、24 GHz和60.2 GHz ISM频段。
而我国无线电委员会也规定了2.4 GHz~2.5 GHz频段用于未来移动通信和无线接入应用。
这些规定的出台无疑大大地促进了无线通信的发展，如无线局域网、蓝牙、家用射频(Home RF)、通用分组无线业务、各频段的无线接入以及本地多点分配业务(LMDS)等主流无线通信系统正在蓬勃发展并被越来越广泛地运用。
而这些频段都处在较高的射频段，因此，对该频段无线通信接收机射频前端电路的研究也越来越重要。
接收机作为通信系统的重要部分，正面临着高工作频率、高集成度、低电压、低功耗以及低价格的挑战。
然而要提高接收机的集成度，关键是要提高接收机的模拟射频前端的集成度。
2.4GHz CMOS功率放大器设计
杭州电子科技大学硕士学位论文2.4GHz CMOS功率放大器设计姓名：赵明付申请学位级别：硕士专业：微电子学与固体电子学指导教师：余志平;孙玲玲20091201摘要近年来，随着无线通信技术的迅速发展，低成本、高传输速率成为目前移动通信系统（3G、4G等）和各种无线接入方式（无线局域网、全球微波互联接入、蓝牙等）的发展趋势。
由射频集成电路（RFIC）构成的射频前端收发机系统对芯片的高集成度、低成本、低功耗提出了更高的要求。
先进CMOS技术使得基于CMOS工艺的高集成度、低成本、低功耗的射频集成电路得到了长足的发展，目前射频收发系统中的低噪声放大器、混频器、压控振荡器等已经可以在CMOS工艺上实现甚至与数字处理、模拟接口部分一起集成为片上系统（SoC），在CMOS工艺上实现功率放大器已成为实现进一步更高集成的趋势。
但CMOS工艺的低跨导、低击穿电压的有源器件和低品质因数、高损耗的无源器件成为实现高可靠性功率放大器的难点。
因此，基于CMOS工艺设计实现高功率、高线性和高效率的射频功率放大器成为射频集成电路设计的一个新的挑战，也是目前国际研究的一个热点。
本文首先从芯片级综述了目前国内外功率放大器的研究现状，并针对功率放大器的高线性实现，从系统级和芯片级两个方面总结了现有的几种线性化技术。
其次，重点阐述了采用CMOS工艺设计实现功率放大器的挑战，包括有源MOSFET器件的低击穿电压、低跨导、Knee电压问题和无源器件低品质因数、高损耗及高导电性衬底等，着重讨论了栅氧击穿和热载流子效应的机理及其给功率放大器设计带来的影响。
并以此讨论了一些现有的应对策略和设计方法。
在以上分析的基础上，本文基于SMIC 0.18µm RF CMOS 工艺分别采用单端和差分全集成形式设计实现了两种工作在2.4GHz的射频放大器，并已递交流片。
2.4 GHz单端功率放大器采用两级放大，AB类工作：驱动级采用自偏置的共源共栅结构，不仅可以提高增益，增加反向隔离，而且能有效缓解栅氧击穿和热载流子效应带来的可靠性问题；功率级利用厚栅器件，从而可以在更高的电压下工作以提高输出功率。
2.4GHz的CMOS LNA设计与仿真
毕业设计设计题目一种用于射频接收机的2.4GHz 低噪声放大器设计学生姓名易昕学号 ******** 专业班级微电子10-3班指导教师尹勇生院系名称电子科学与应用物理学院2014年06月08日目录中文摘要 (1)英文摘要 (2)第一章绪论 (3)1.1 课题研究背景现状以及意义 (3)1.1.1 课题背景 (3)1.1.2 CMOS 低噪声放大器研究现状 (3)1.1.3 研究意义 (4)1.2 论文主要工作及组织结构 (6)第二章 LNA的器件特性和噪声模型 (7)2.1 MOSFET器件模型及特性 (7)2.2器件噪声 (8)2.2.1 热噪声 (8)2.2.2 闪烁噪声 (9)2.2.3 散粒噪声 (9)2.2.4 爆米噪声 (9)2.3 MOS器件噪声分析 (10)2.3.1 漏极电流噪声 (10)2.3.2 栅噪声 (10)2.4 二端口网络噪声理论及优化噪声系数的LNA匹配技术 (11)第三章低噪声放大器的主要技术参数 (17)3.1 引言 (17)3.2 噪声系数 (17)3.3 S参数 (18)3.3.1 双端口网络的S参数介绍 (18)3.3.2 S参数方程 (18)3.4 功率增益 (20)3.5 线性度 (20)3.6 稳定性指标 (22)3.7 功耗 (23)第四章 LNA电路结构的分析和选择 (23)4.1 输入端并联电阻的共源放大器 (23)4.2 并联-串联放大器 (25)4.3 共栅放大器 (26)4.4 电感源极负反馈放大器 (28)4.4.1 电感源极负反馈放大器的结构 (28)4.4.2 增益 (29)4.4.3 功率约束噪声优化 (30)第五章 LNA电路设计与仿真 (32)5.1 引言 (32)5.2 设计指标要求 (33)5.3 单端低噪声放大器的设计 (33)5.3.1 主体电路设计 (33)5.3.2 输入匹配 (38)5.3.3 输出匹配 (40)5.3.4 偏置电路 (42)5.4 仿真结果及分析 (43)第六章总结与展望 (46)致谢 (47)参考文献 (48)一种用于射频接受机的2.4GHz低噪声放大器设计摘要：人们生产、生活的需要促进了无线通信技术的蓬勃发展，对射频模块的性能要求也越来越高。
实验5-阻抗变换器
实验五:7.3阻抗变换器设计
一、设计要求
己设计一个同轴线阶梯阻抗变换器，使特性阻抗分别为Z01=50Ω、Z02=100Ω的两段轴线匹配连接。
要求:变换器N=2，工作频率：f0=5GHz。
已知同轴线的介质为：RT/Duriod5880（εr=2.16），外导体直径D0=7 mm。
按以下设计方法实现:
方法1:最平坦通带特性变换器(二项式)。
方法2:等波纹特性变换器(切比雪夫式)，允许的最大波纹为0.05。
确定阻抗变换器的结构尺寸，完成电路图。
仿真分析S11与频率的关系特性，调节电路使其达到指标要求。
比较不同阻抗变换器的性能特点。
二、实验仪器
硬件：PC
软件：AWR软件
三、设计步骤
1、初始值计算。
2、仿真分析。
3、手动调节。
四、数据记录及分析
1、初始值计算。
（1）阻抗计算
参数阻值/Ω电长度/deg L/um D i/um Z0150 30 3399.72 2654.88 Z159.4603 90 10199.01 1629.57 Z284.0896 90 10199.01 890.947 Z02100 30 3399.72 603.22
2、仿真分析。
3、手动调节。
优化后的Schematic2：。
2.4ghz电感电容压控振荡器设计
位噪声：闪烁噪声在频偏较小的范围产生１／厂３特性的相位噪声。
这两部分都是由于谐振器内部的器件噪声引起的，而如果输出信号后接的缓冲器或测试装置上有白噪声．其输出相位噪声频谱上就表现为最后的平坦部分。
相位噪声对射频信号的混频非常不利：在发射机的上混频中，由于本振信号的频谱不纯，将本振相位噪声转移到了发射频带内，如图２－７（ａ）所示，对邻道信号产生干扰；而在接收机中混频器将本振噪声移到了中频段，如图２－７（ｂ），本振中的噪声降低了中频信号的信噪比。
图２—７本地振荡器相位相位噪声的影响（ａ）对发射机上变频的影响（ｂ）对接收机下变频的影响２．３，２相位噪声模型正因为振荡器的相位噪声对通信系统产生了严重影响，近十年来，许多学者提出了相位噪声产生的物理机制和分析方法，下面就目前主流的三类相位噪声模型逐一分析和比较。
２．３．２，ＩＤ．Ｂ．Ｌｅｅｓｏｎ经验噪声模型Ｄ．Ｂ．Ｌｅｅｓｏｎ于１９６６年提出了～种经验噪声模型［１Ｉ】，并为之后的相位噪声分析奠定了基础。
酗妒川。
ｓ斛·＋（赤小－十寄］｝删＝辔最后经过非线性的相位调制过程，产生相位噪声：“△国，＝－叫。
ｓＩ２２了］如图２．１１所示，随机电流噪声源的功率谱密度包括闪烁噪声区域和白噪声区域。
根据以ｒ分析可以计笪得到所有谐波ｒ的单沩带噪声谱密席与载波功率，比为：三｛△∞）＝１０每舅８ｑ：“△∞２圳∞ｓｂ象图２－１１振荡器中器件ｌ噪声到相位噪声的转换过程Ｈａｊｉｍｉｒｉ线性相位时变噪声模型表明振荡器的ｌ，厂３噪声主要来源于有源器件的闪烁噪声（１，ｆ噪声）与系数Ｃ。
的加权：１，，２噪声主要来源于器件的白噪声与系数Ｃ。
的加权。
另外脉冲敏感函数的直流分量Ｃ。
／２表征了振荡波形的对称性，因此在设计时要注意振荡波形的对称性以减小１／，３噪声。
Ｈａｊｉｍｉｒｉ模型分析方法只需知道每个噪声源的功率谱密度，噪声注入点的电荷变化最大值以及振荡器的稳态振荡波形，就能得到振荡电路的整体相位噪声，这使设计者能清楚知道每个噪声源对整体电路相位噪声的贡献，并加以措施抑制。
2_4GHz波段微带发夹型带通滤波器设计与馈电研究_夏祖学
基于 ADS 软件进行原理图、版图仿真。直接馈 电优化后的版图如图 3 所示，实物图如图 4 所示。
均匀阻抗直接馈电的发卡滤波器的实测结果和
第4 期
Abstract： The fundmental of hairpin microstrip bandpass filter was introduced in this paper，then the microstrip bandpass filter had been designed by ADS． The simulated and measured results have a good agreement，the bandpass filter’s center frequency is 2． 4 GHz，relative bandwidth is greater than 5 percent，it is suitable for short distance wireless communication frequency band． Besides，the effects of three kinds of forms of the microstrip hairpin type bandpass filter’s direct feeding have been researched mainly on the simulation results of S parameters，the three kind of bandpass filters of uniform impedance feed， high － and low － impedance feed，impedance gradient feed are designed and simulated，which all meet the design requirement． Among all of these，the simulated results of high － and low － impedance feed， impedance gradient feed are the same，is slightly better than the uniform impedance feed． Generally speaking，the fabricated microstrip hairpin bandpass filter is also simple in design and compact in structure，has lower insertion，so it has higher practical value，and the design of the feed structures has certain engineering significance． Key words： Hairpin microstrip bandpass filter； Direct feeding； Coupling coefficient
2.45GHz微带天线设计毕业设计开题报告
南京工程学院毕业设计开题报告课题名称： 2.45GHz微带天线设计__________ 学生姓名：____________________________________ 指导教师：____________________________________ 所在系部：通信工程学院 ____________ 专业名称：____________ 电子信息工程 ____________南京工程学院2014年3月1日说明1．根据南京工程学院《毕业设计（论文）工作管理规定》，学生必须撰写《毕业设计（论文）开题报告》，由指导教师签署意见、教研室审查，系教学主任批准后实施。
2．开题报告是毕业设计（论文）答辩委员会对学生答辩资格审查的依据材料之一。
学生应当在毕业设计（论文）工作前期内完成，开题报告不合格者不得参加答辩。
3．毕业设计开题报告各项内容要实事求是，逐条认真填写。
其中的文字表达要明确、严谨，语言通顺，外来语要同时用原文和中文表达。
第一次出现缩写词，须注出全称。
4．本报告中，由学生本人撰写的对课题和研究工作的分析及描述，应不少于2000 字，没有经过整理归纳，缺乏个人见解仅仅从网上下载材料拼凑而成的开题报告按不合格论。
5．开题报告检查原则上在第1~3 周完成，各系完成毕业设计开题检查后，应写一份开题情况总结报告。
毕业设计（论文）开题报告2.45GHz 微带天线 、设计内容与要求: 1、 中心频率2450MHz 带宽20% 增益：大于 6dBi ;阻抗匹配良好 2、 利用HFSS 软件仿真设计或ADS 仿真设计。
3、硬件制作、调测。
二、设计主要任务： 本设计以单片机为核心，设计了一个基于 GSM 短信模块的包含不同测温需求 以及存储、报警等功能的无线测温系统。
系统主要由温度采集与信息传输两个部分 组成：温度传感器 DS18B20现场检测的温度直接以单总线的数字方式传输给单片 机。
当单片机发生串口中断时， 单片机启动TC35i 模块，读取短信内容和手机号码， 根据内容通过信息采集系统采集所需的数据， 然后将采集到的数据进行 Text 编码, 通过GSM 网络发送给用户，这样就满足了远程测温的要求。
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2.4GHZ微带渐变阻抗变换器设计报告
2.4GHZ微带渐变阻抗变换器设计报告
一、设计任务
1.1名称：设计一个工作频率为
2.4GHZ，输入阻抗为50Ω，输出阻抗为30Ω的阻抗变换器。
1.2主要技术指标：S11<-20dB,S21<-0.7dB,re(Z0)=50Ω,VWAR尽量接近于1。
二、设计过程
2.1原理：
2.1.1 阻抗匹配的概念
阻抗匹配元件在微波系统中用的很多，匹配的实质是设法在终端负载附近产生一新的反射波，使它恰好和负载引起的反射波等幅反相，彼此抵消，从而达到匹配传输的目的。
一旦匹配完善，传输线即处于行波工作状态。
在微波电路中，常用的匹配方法有：
（1）电抗补偿法：在传输线中的某些位置上加入不消耗的匹配元件，如纯电抗的膜片、销钉、螺钉调配器、短路调配器等，使这些电抗负载产生的反射与负载产生的反射相互抵消，从而实现匹配传输，这些电抗负载可以是容性，也可以是感性，其主要有点是匹配装置不耗能，传输效率高。
（2）阻抗变换法：采用λ/4阻抗变换器或渐变阻抗变换器使不匹配的负载或两段特性阻抗不同的传输线实现匹配连接。
（3）发射吸收法：利用铁氧体元件的单体传输特性（如隔离器等）
将不匹配负载产生的反射波吸收掉。
传输线的核心问题之一是功率传输。
对一个由信号源、传输线和负载构成的系统，希望信号源在输出最大功率的同时负载能全部吸收，以实现高效稳定的传输。
这就要求信号源内阻与传输线阻抗实现共轭匹配，同时要求负载与传输线实现无反射匹配。
2.1.2 阻抗匹配的方法
阻抗匹配的方法是在负载与传输线之间接入匹配器，使其输入阻抗作为等效负载与传输线的特性阻抗相等。
图3-1 阻抗匹配
匹配器是一个两端口的微波元件，要求可调以适应不同负载，其本身不能有功率损耗，应由电抗元件构成。
匹配阻抗的原理是产生一种新的反射波来抵消实负载的反射波(二者等幅反相)，即“补偿原理”。
常用的匹配器有有λ/4阻抗变换换器和支节匹配器。
本论文主要采用λ/4阻抗变换器。
2.1.3 λ/4阻抗变换器
λ/ 4阻抗变换器是特征阻抗通常与主传输线不同、长度为λ/ 4的传输线段，它可以用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的匹配，以保
证最大功率的传输；此外，在微带电路中，将两段不同特性阻抗的微带线连接在一起是为了避免线间反射，也应在两者之间加四分之一波长变阻器。
当负载阻抗与其传输线的波阻抗不相等，或两段波阻抗不同的传输线相连接时，在其间接入阻抗变换器可以消除或减少传输线上的反射波以获得匹配。
对某些传输线如金属波导，因其封闭性和制品的标准性，阻抗变换器要做成准用元件；而对于微带线则可根据负载情况设计微带阻抗变换阶段，并与微带电路一同光刻腐蚀（或真空镀膜的方法）一次形成。
阻抗变换器的最基本形式是利用四分之一波长线的阻抗变换特性。
在两个特性阻抗不同的传输线之间插入一段或多段不同特性阻抗的传输线，佘当选取其长度、特性阻抗的值和节（段）数，就可以在一定带宽内驻波比低于某个给定的值。
这种变换装置成为阶梯式阻抗变换器。
λ/4阻抗变换器由一段特性阻抗为Z01的λ/4传输线构成。
如图3-2-1所示
图3-2-1 λ/4阻抗变换器原理性示意图
由（3-4）、（3-5）可画出|Γ|随θ（或f）变化的曲线；曲线作周期为π的变化。
设允许|Γ|≤|Γ|m,则其工作带宽对应于Δθ限定的范围频率。
由于θ偏离π/2时|Γ|曲线急剧下降，故工作带宽很窄。
图3-2-2 单节λ/4阻抗变换器的带宽特性
微带线λ/4阻抗变换器，一般都是保持变换段的导体带与接地板之间的距离不变，介质材料也不变，阻抗的变换是通过改变代替带的宽度来实现的。
λ/4阻抗变换器只有在中心频率或其附近很窄的频带内，才能满足一定的匹配要求；当频率偏离中心较大时，匹配性能急剧下降。
微波阻抗变换器的作用是消除反射，提高传输效率，改善系统稳定性。
阻抗匹配元件种类很多，主要的有螺钉调配器、阶梯阻抗变换器和渐变型阻抗变换器三种。
本次主要研究的是渐变阻抗变换器，渐变线是其特性阻抗按一定规律平滑的由一条传输线的特性阻抗过渡到另一条传输线的特性阻抗。
从理论上讲，多级变换器的阻抗越多，其匹配频带越宽，多阶梯阻抗变换器随着阶梯数目的增加带来了尺寸的增加和造价的增大，工程上考虑到尺寸、成本、性能发展出了渐变阻抗变换器，，因为它有更好
地带宽匹配性能。
图2-2给出了渐变阻抗变换器的图形:
在设计之前有必要先了解一下微带线端口设计，如下图给出了微带线端口设计模型：
（1）50Ω微带线
50Ω微带线模型
50Ω微带线的特性阻抗实部
由图可以看出在2.4GHz时，微带线阻抗的实部约为49.9069Ω，接近50Ω，此时微带线的宽度约为3.15mm与理论值2.99mm相差不
大。
（2）30Ω微带线
30Ω微带线模型
30Ω微带线的特性阻抗实部
由图可以看出在2.4GHz时，微带线阻抗的实部约为29.9607Ω，接近30Ω，此时微带线宽度为6.7mm和理论值4.18相差不大。
所以建模型时50Ω的宽度为（w1)3.15mm，长度为(l1)10mm，50Ω的宽度为(w2)6.7mm，长度为(l2)15mm，渐变线长度为(l3)31.25mm.
2.2关键参数优化:
L3（渐变线长度）:32.2mm-32.7mm,count 5
优化图
三、设计结果
3.1仿真结果：
3.1.1结构截图
3.1.2参数列表
w:基板宽度 w1:50Ω微带线宽度 l1:50Ω微带线长度
W2:30Ω微带线宽度 l2:30Ω微带线长度 l3:阻抗变换器长度ht:基板高度
3.1.3指标图
S11（回波损耗）图
S21(插入损耗）图
VWSR（驻波比）图
Re(Z0)(输入阻抗）图3.2测试结果：
如上图所示，S11（回波损耗）在2.4GHZ时为-50.0745dB<-20dB,符合设计要求。
S21(插入损耗）在2.4GHZ时为-0.7785dB基本等于-0.7dB,符合设计要求。
VWSR(驻波比）在2.4GHZ时为1.0063约等于1，符合设计要求。
Re( Z0)(输入阻抗）在2.4GHZ时为50.8263Ω约等于50Ω，符合设计要求。
四、结论与体会
通过本次作品设计，对于阻抗匹配这部分微波知识有了更深的了解。
同时也对HFSS这个软件的操作也更加熟练，特别是以前不懂的方面，也有了进一步加深认识。
同时也要感谢各位学长学姐的悉心指导。