开关电源初级侧部分(上)
【最牛笔记】开关电源设计全过程!

【最⽜笔记】开关电源设计全过程!反激变换器设计笔记1、概述开关电源的设计是⼀份⾮常耗时费⼒的苦差事,需要不断地修正多个设计变量,直到性能达到设计⽬标为⽌。
本⽂step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤,并以⼀个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例,主控芯⽚采⽤NCP1015。
基本的反激变换器原理图如图 1 所⽰,在需要对输⼊输出进⾏电⽓隔离的低功率(1W~60W)开关电源应⽤场合,反激变换器(Flyback Converter)是最常⽤的⼀种拓扑结构(Topology)。
简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
2、设计步骤接下来,参考图 2 所⽰的设计步骤,⼀步⼀步设计反激变换器1.Step1:初始化系统参数------输⼊电压范围:Vinmin_AC 及Vinmax_AC------电⽹频率:fline(国内为50Hz)------输出功率:(等于各路输出功率之和)------初步估计变换器效率:η(低压输出时,η取0.7~0.75,⾼压输出时,η取0.8~0.85)根据预估效率,估算输⼊功率:对多路输出,定义KL(n)为第n 路输出功率与输出总功率的⽐值:单路输出时,KL(n)=1.2. Step2:确定输⼊电容CbulkCbulk 的取值与输⼊功率有关,通常,对于宽输⼊电压(85~265VAC),取2~3µF/W;对窄范围输⼊电压(176~265VAC),取1µF/W 即可,电容充电占空⽐Dch ⼀般取0.2 即可。
⼀般在整流后的最⼩电压Vinmin_DC 处设计反激变换器,可由Cbulk 计算Vinmin_DC:3. Step3:确定最⼤占空⽐Dmax反激变换器有两种运⾏模式:电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。
两种模式各有优缺点,相对⽽⾔,DCM 模式具有更好的开关特性,次级整流⼆极管零电流关断,因此不存在CCM 模式的⼆极管反向恢复的问题。
基于UC2844的单端反激电源原理及波形

单端反激拓扑的根本电路之羊若含玉创作单端反激拓扑的根本电路(b)为Q1电流,(c)为次级整流二极管电流,(d)为Q1的Vce电压工作原理如下:当Q1导通时,所有的次级侧整流二极管都反向截止,输出电容(Co、C1)给负载供电.T1相当于一个纯电感,流过Np的电流线性上升,达到峰值Ip.当Q1关断时,所有绕组电压反向,次级侧整流二极管导通,同时初级侧线圈储存的能量传递到次级,提供负载电流,同时给输出电容充电.若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零,则电路工作于断续模式(DCM),波形如上图(b)(c)(d),反之则处于持续模式(CCM)电流模式掌握芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例:电动汽车驱动板有两路开关电源,如下图开关电源1的UC2844启动电路,其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路,其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF,充电电阻是30kΩ,但由于开关电源2中D26的存在,使得开关电源2充电快,先开端工作,导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先树立.当光耦U24的副边电源比原边电源先树立时,光耦会输出负压(V out+相对于V out-的电压),如下图.CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4:U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压,如下图U20 Pin1电压这段负压输入到掌握板的比较器U5反向输入端,此时GENERATRIX信号的电压为-470mV,这个电压已经超出了比较器允许的最大负压(器件资料划定输入负压不得大于0.3V),在情况温度超出73℃时,-470mV的电压会导致比较器U5输出异常.SIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时(1)启动初始开端的一段时间Pin1电压维持在7.2V,原因:(1)+15电压较低,反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两头电压未达到导通门限,因而U17次级侧阻抗无穷大(开路)(2)2844的Pin2(内部误差放大器“-”端)接地,因此误差放大器输出为高电平,电压由芯片内部决议注:UC284X/UC384X芯片资估中误差放大器输出高电平的典范值为6.2V,丈量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右,唯有这个电路Pin1电压偏高,但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4:+15V当Pin1电压为7.2V时,Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高,驱动封闭.从2844内部框图可以看出当Pin1电压大于4.4V时(2个二极管压降为0.7V*2),电流取样比较器“-”端电压会被稳压二极管钳位到1V.当Pin1电压小于4.4V时,电流取样比较器“-”端电压=(Vcom-1.4)/3.CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4:+15VCH1:电流检测电阻上的电压CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动启动时第一个驱动脉冲,电流检测电阻上的电压从0开端上升,驱动持续时间比较长(10uS左右)启动时的第二个脉冲这段时间Pin1电压为7.2V不雅察第二个驱动脉冲波形,电流检测电阻上的电压不是从0开端上升,也就是说开关管的电流不是从0开端,所以此时电路工作在CCM (电流持续模式),这是因为启动时负载电流比较大(给各电路的储能电容充电).从下图的电路中可以看到,开关管Q2的电流检测电阻后端接了一个RC滤波,然后才接到UC2844的Pin3,由于经由了滤波,Pin3电压是从0V开端逐渐上升的,其实不像电流检测电阻上的电压那样峻峭开关管电流检测增加RC滤波的原b因:(1)变压器初级侧线圈匝与匝之间有散布电容,当MOSFET每次开通时,输入电压会给此电容充电,充电电流会流过开通的MOSFET,导致MOSFET电流上有尖峰,此尖峰会体现在电流检测电阻的电压上,并可能超出UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET误关断,因此需要将此尖峰滤除.输入电压越大,匝间电容充电电流尖峰越大,如下图所示(MOSFET电流采样电阻上的波形,SIZE-D驱动板)120V输入电压,最大尖峰411mV 300V输入电压,最大尖峰730mV(2)在CCM(电流持续模式)状态下,初级侧MOSFET开通时,次级侧整流二极管反向恢复,反向恢复电流经由变压器反射到初级侧,在MOSFET电流上形成一个尖峰,如下图所示(电动汽车24V输入驱动板),此尖峰会超出UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET误关断,因此同样需要将此尖峰滤除.在DCM(电流不持续模式)时,整流二极管不会有反向恢复电流,则MOSFET开通时没有电流尖峰.CH1:电流采样电阻上的电压CH2:UC2844 Pin3CCM,电流采样电阻上的尖峰DCM,电流采样电阻的波形无尖峰电流尖峰关于二极管反向恢复的详细讲授请参考增加RC滤波的影响:滤波电容容值偏小,电流尖峰不克不及有效消除;容值偏大会造成电流反馈延时过大,UC2844电流采样脚Pin3的电压低于电流采样电阻的电压,会造成输出限电流/限功率不准,重载或者输出短路时导致MOSFET、整流二极管损坏.经验案例参考:(2)Pin1电压下降主反馈(+15V)电压达到11.5V时,UC2844 Pin1电压开端从7.2V往下降,此时光耦U17 Pin1为9.6V,Pin2为8.7V,光耦U17的发光二级管导通(管压降1.0V),Vce电压下降(即UC2844 Pin1电压下降)注:从原理上来说,主反馈电压要达到15V才干使得TL431基准输入电压为2.5V,这样才干包管TL431开端工作,光耦二极管开端导通;而这里主反馈在11.5V时光耦二极管就导通,其实不是因为TL431开端工作了,具体原因后文有详细说明CH1:UC2844 Pin1CH2:U17 Pin1CH3:U17 Pin2CH4:+15V随着UC2844的Pin1电压下降到低于4.4V,电流取样比较器反相输入端电压不再被钳位到1V,而是随着Pin1电压下降而下降.这样Pin3的电压峰值也逐渐低于1V.CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4:+15V(3)稳态时的波形CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS 驱动CH4:+15V稳定工作时Pin1为1.76V ,依据芯片资料,UC2844内部电流比较器的门限电压(“-”端电压)为(1.76-1.4)/3=120mV .从这个图看,Pin3电压达到170mV 时驱动关断,与盘算的120mV 有些误差.注:此处盘算有错误,关断时内部电流比较器门限电压应该用此时这里Pin3电压能达到1V Pin3电压已经低于1V 了Pin1的瞬时值盘算,而不是用有效值二、新制动单元开关电源电路图(Ver:0)与SIZE-D的驱动板不合,新制动单元UC2844的Pin1没有通过电阻接到Pin8,从后文可以看出这样做是不太适合的1、启动时Vcc波形新制动单元启动时UC2844的电源Vcc先下降再上升,最低到11V左右,由于UC2844欠压锁定的门限最大值为11V,因此这里有可能导致开关电源打嗝.而SIZE-D启动时Vcc下降幅度很小.新制动单元波形CH1:UC2844 Pin7(Vcc)CH3:UC2844 Pin6SIZE-D波形CH1:UC2844 Pin7(Vcc)通过上面的波形引申出两个问题(1)启动时UC2844供电电源Vcc电压值为什么会先下降再上升?启动时,除了给UC2844供电的帮助绕组外,各输出绕组的滤波电容上电压都很低(0V),因此输出绕组电压被钳位在较低的电压.由于此时帮助绕组输出滤波电容的电压较高(即UC2844电源电压Vcc),整流二极管无法导通,UC2844的工作电流全部来自滤波电容,因此UC2844电源Vcc会有一段时间的下降,直到帮助绕组电压高于滤波电容电压,帮助绕组开端给UC2844供电并给滤波电容填补能量,VCC电压升高.下图为帮助绕组整流二极管阳极电压波形,启动时阳极电压低于阴极电压(即UC2844电源Vcc电压)(2)为什么新制动单元的Vcc电压降幅比SIZE-D大许多?比较新制动单元和SIZE-D电路主要有三点不合①新制动单元UC2844的Vcc滤波电容为47uF,SIZE-D则为220uF.这样在UC2844启动之前,SIZE-D的滤波电容储存的能量较多,启动后电压下降较慢.②新制动单元驱动电阻为10Ω,SIZE-D为100Ω,两者MOS管型号不合,但其输入电容Ciss相同,因此SIZE-D驱动电流较小,Vcc负载比新制动单元小,SIZE-DVcc电压下降慢.③变压器有一路绕组给Vcc供电,新制动单元Vcc限流电阻为10Ω,SIZE-D为36Ω,新制动单元Vcc供电电流比SIZE-D大,这一点新制动单元优于SIZE-D.综上,针对(1)、(2)做比较试验(1) 针对Vcc滤波电容试验的波形如下(2)更改新制动单元MOS驱动电阻为100Ω,启动时Vcc最低仍为11V,标明此电阻对Vcc电压无影响.原因:MOS门极电压升到15V所需要的电量是一定的,亦即UC2844输出的能量是一定的,驱动电阻只是决议了电压上升的快慢,其实不转变UC2844负载大小2、UC2844 Pin1(电压反馈)波形稳定工作时的波形(高分辩率模式)CH1:UC2844Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动从上面的波形可以看出,UC2844 Pin1电压摇动很大,有约1ms的时间为0V,即反馈光耦U10(CTR为200~400)处于饱和导通的状态,这段时间内MOSFET驱动完全封闭.从原理图上看,UC2844的Pin1与Pin8之间没有接电阻,光耦次级侧电流IC完全靠UC2844 Pin1提供,但是UC2844 Pin1的拉电流才能(误差放大器输出为高电平时的输出电流)很小(如下图所示),导致光耦次级IC很小,当主反馈电压偏高时,光耦IF增大,使得初、次级知足IF*CTR>IC,光耦饱和导通.UC2844内部误差放大器特性测验测验在UC2844 的Pin1、Pin8之间接电阻,当Pin1电压低于Pin8电压(5V)时,Pin8可以通过此电阻给光耦次级侧提供电流,增大Ic,使光耦不进入饱和导通状态.通过实验比较可以看出加电阻确实可以使光耦一直工作在放大区,这样可以显著减小输出电压的纹波(实验中测试的是UC2844电源Vcc)CH1:UC2844 Pin1 CH2:MOS驱动(2)加电阻4.7kΩ,稳态时波形如下,UC2844电源Vcc纹波150mV,Pin1电压2V左右CH1:UC2844 Pin7(Vcc)CH2:MOS驱动CH3:UC2844 Pin1(3)未加电阻时波形如下,UC2844电源Vcc纹波高达530mVCH1:UC2844 Pin7(Vcc)CH2:MOS驱动CH3:UC2844 Pin1三、电动汽车低压驱动板开关电源低压驱动板上有2两路开关电源,输入电压都是24V低压,但负载不合,电路设计不一样.1、开关电源1启动波形(1)第一个驱动,持续时间长,电流检测电阻上的电压已经达到1.2V.由于输入电压只有24V,变压器匝间电容几乎不会引起MOSFET开通时的电流尖峰CH1:电流检测电阻电压CH2:Isense电压2、稳态时的波形(DCM)由于变压器有漏感,等效为与变压器原边绕组串联,MOS开通时漏感会储存能量,当MOS关断时漏感储存的能量不克不及传递到副边,此部分能量需要寻找泄放途径,就会在MOS电压上形成尖峰.在DCM状态,电流较小,因此MOS关断时尖峰电压较低,如下图为49VCH1:MOS管电压VdsCH2:次级侧+17U整流二极管电压DCM状态,当次级侧整流二极管续流停止时,初级侧励磁电感和MOS FET的输出电容Coss(D、S之间电容)谐振,励磁电感感量大,所以谐振幅度大,频率低(f=1/(2π*√LC)),引起谐振的进程如下:(1)首先,在副边传递能量的进程中,MOS管上的电压是输入电压与副边反射电压之和.由于两者都是稳定的,所以前期电压是稳定的.(2)当能量传递完成的时候,副边相当于开路,原边也相当于开路,那么原边电路等效为一个输入电源,一个变压器绕组,一个MOS管输出电容,即电源+电感+电容,由于电容上的电压与电源电压不相等,所以只能产生谐振.振荡开端阶段,MOS管输出电容上的电压(输入电压Vin与反射电压Vr之和)比输入电压高,MOS管输出电容开端通过变压器原边给输入电源充电,所以MOS管DS电压开端下降,由于RCD钳位电路的存在,这个振荡是阻尼振荡,幅度越来越小,直到Vds稳定在输入电源电压.谐振电压通过变压器耦合到次级侧整流二极管CH1:MOS管电压CH3:+17U整流二极管电压红线左边为整流二极管续流,右边则是续流停止,初级侧产生谐振Vin+Vr Vin3、CCM状态电源启动时,电路处于CCM状态,负载电流较大,MOSFET关断时尖峰电压较高,如下图为63V.MOS管关断期间副边二极管一直在导通,原边MOS管电压被钳位在输入电压与反射电压之和,因此MOS管关断后不会出现DCM时的谐振CH1:MOS管电压VdsCH2:次级侧+17U整流二极管电压由于MOSFET关断时会有很高的尖峰电压,如果不采纳措施,此电压可能会击穿MOSFET,因此电路中都邑加RCD吸收,如下图中红色选中器件D30、C71及与C71并联的4个电阻.开关电源1MOS管RCD吸收电路从下图波形可以看出,当MOS导通时D30承受约40V的反压;MOS 关断瞬间,Vds电压上升到电源电压与反射电压之和(即Vin+Vr),此时D30导通,漏感能量经由D30给电容C71充电.CH1:D30电压CH3:MOS管电压VdsD30导通稳态时(DCM状态)D30波形左图红框展开波形电容C71上的电压波形如下,在17V左右摇动.D30导通时C71吸收漏感能量,电压升高,漏感能量释放完毕后D30截止,C71电压逐渐下降,直到D30再次导通CH1:D30电压CH3:电容C71两头电压关于RCD吸收电路的原理与剖析盘算,请参考附件4、开关电源2反馈电路(1)TL431等效电路图如下电压反馈的稳压原理:当主反馈电压(+5V)升高时,经电阻R125、R155分压后接到TL431的参考输入端(误差放大器同向输入端)的电压升高,使得TL431阴、阳极间电压Vka下降,进而光耦的二极管电流IF 变大,于是光耦集射极动态电阻变小,集射极间电压变低,即UC2844的Pin1电压变低,使得MOSFET功率管的导通时间变短,于是传输到次级线圈的能量减小,使输出电压下降.参考波形如下:CH1:+5VCH2:U22 Pin1CH3:U22 Pin2(Vka)MATH:CH1-CH2(R150压降)CH1:+5VCH2:U22 Pin1CH3:U22 Pin2(Vka)CH4:MOS驱动(2)电源启动时反馈电路波形Vka有一个电压下降的点,此时主反馈电压还未达到5V,TL431还未开端工作;电阻R150压降218mV,则TL431电流IKA为0.46mA,光耦U22二极管压降0.85V,未导通;之后IKA开端显著增加主反馈电压达到5V时,TL431开端工作,光耦U22初级侧导通,二极管压降为1V,次级侧Vce开端下降,此时R150压降为470mV,则TL431电流IKA为1mACH1:+5VCH2:U22 Pin1CH3:U22 Pin2(Vka)CH4:U22 Vce MATH:CH1-CH2(R150压降)启动时波形Vka有一个电压下降的点,此时电阻R150压降218mVCH1:+5VCH2:U22 Pin1CH3:U22 Pin2(Vka)CH4:U22 Vce MATH:CH1-CH2(R150压降)主反馈电压达到5V时,光耦U22次级侧Vce开端下降,此时R150压降为470mVCH1:U22 pin1CH2:U22 pin2(Vka)CH4:U22 Vce MATH:CH1-CH2(光耦U22二极管压降)CH1:U22 pin1CH2:U22 pin2(Vka)CH4:U22 Vce MATH:CH1-CH2(光耦U22二极管压降)光耦U22次级侧Vce开端下降时初级侧二极管压降为1V比较看开关电源1反馈电路启动时的波形如下,可以看出当+17U-电压上升到10V左右时光耦U8次级侧电压就开端下降,一段时间后上升并再次下降,此电压摇动说明当+17U-电压上升到10V左右时,光耦初级侧就开端有电流CH1:+17U-电压CH2:U8 Pin2(Vka)CH3:U8 Pin4(幅值不准)启动时波形从TL431的内部等效图可以看出,当参考输入端电压低于2.5V时,IKA可以认为是零,而+17U-电压为10V时,TL431参考端电压远低于2.5V,那么流过光耦初级侧的电流从哪里来?唯一的路径就是经由R55、C85,再到R57.验证进程如下:开关电源输入端不供电,用稳压源给+17U-/-8U-供电,量测如下电压波形(1)稳压源供电5V,R55上最高有1.5V的电压,电流最高0.45mA;R54上最高有0.92V的电压,电流最高0.46mA,即电流全部流过R55、C85,此时光耦二极管未导通CH1:R55右端Ch2:R55左端Math:CH1-CH2(R55电压)R55上的电压波形CH1:R54左端Ch2:R54右端Math:CH1-CH2(R54电压)R54上的电压波形(2)稳压源供电10V,R55上最高有3.1V的电压,电流最高0.94mA;R54上最高有1.95V的电压,电流最高0.97mA.电流全部流过R55、C85 CH1:R55右端Ch2:R55左端Math:CH1-CH2(R55电压)R55上的电压波形CH1:R54左端Ch2:R54右端Math:CH1-CH2(R54电压)R54上的电压波形(3)去失落C85,稳压源10V供电,R54根本没有电压降(尖峰处是因为机械开关的发抖)CH1:R54左端Ch2:R54右端Math:CH1-CH2(R54电压)从以上实验可以看出,开关电源启动时,由于C85的存在,主反馈电压升高到10V时,经由R54、R53//U8、R55给C85充电,导致U8初级侧有电流,引起次级侧电压摇动.去失落C85后给开关电源1输入供电,启动时波形如下,可以看出当+17U-电压升高到25V时光耦次级侧电压才开端下降CH1:+17U-电压CH2:U8 Pin2(VKA)CH3:U8 Pin4CH1:+17U-电压CH2:U8 Pin2(VKA)CH3:U8 Pin4从上图可以看出去失落C85后,当主反馈电压达到5V,TL431开端工作时VKA有显著的发抖,造成光耦次级侧电压摇动较大,这样会导致整个电压反馈环路的不稳定,输出电压摇动较大,这样C85在电路中的作用也体现出来了,就是用来做环路抵偿的.关于环路抵偿的详细剖析请参考如下附件。
液晶显示器开关电源电路原理与维修

Hale Waihona Puke LCD TV电源介绍 第一讲、开关电源的工作原理 第二讲、ADAPTER部份的工作原理 第三讲、INVERTER部份的工作原理 第四讲、维修思路讲解
液晶显示器开关电源电路原理与维 修
LCD TV电源介绍
因液晶屏本身没有发光功能,这就需要在液晶屏后加一个照明系统,该背光照 明系统由发光部件、能使光线均匀照射在液晶表示面的导光板和驱动发光部件的电源 构成。现在发光部件的主流为被称作冷阴极管的萤光管。其发光原理与室内照明用的 热阴管类似,但不需象热阴管那样先预热灯丝,它在较低温状态就能点亮,因此叫冷 阴极管。但要驱动这种冷阴极管需要能输出1000~1500V交流电压的特殊电源。
脉宽调制型
从上式可以看出,当Um与T不变时,直流平均电压Uo将与脉冲宽度T1成正比。这样,只要 我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄,就可以达到稳定电压的目的。[1]
液晶显示器开关电源电路原理与维 修
此外,为因应各种不同的输出功率,开关电源按DC/DC变换器的工作方式分又可分为 反激式(Flyback)、顺向式(Forward)、全桥式(Full Bridge)、半桥式(Half Bridge) 和推挽式(Push-Pull)等电路拓扑(Topology)结构。其中单端反激式开关电源是一种成 本最低的电源电路,输出功率为20~100W,可以同时输出不同的电压,且有较好的电压 调整率,应用较为广泛。本设计采用的就是该方案,其典型的电路如图所示。[1]
早期,冠捷电子采用Adapter和Inverter分开的方式实现对显示器的供电。Adapter采用 的PWM IC为UC3842或UC3843、Inverter采用的PWM IC为TL1451。后来,出于Cost down的考虑,采用Adapter和Inverter一体化的方案,Adapter部分采用的PWM IC为 SG6841、Inverter部分采用的PWM IC为TL1451。随着灯管的增加及所需的功率不断增 加,Inverter部分回路的设计方案得到转变,由原来的Royer回路变为全桥式回路,为此 应用到OZ960IC。
开关电源说明书

1、开关电源的功能组成:(1)开关管的驱动电路(UC3844及其外围电路)(2)反馈电路(TL431和光耦PC817)(3)反激式变压器设计2、设计目标●输入:DC 200~500V。
●电源输出:+24V、50mA 供电给继电器15V、450mA 运放、传感器加7805+8V、1A CPU/DSP、逻辑电路(作反馈)25V、150mA 六路驱动20V 50mA 3844供电(开关电源自启动电源) 共计11路输出3、各功能部分原理(1)驱动电路部分驱动芯片使用UC3844或UC3845,引脚功能如下:引脚1、2是运算放大器输入端。
此设计中,光耦的输出直接接UC3844的误差放大器的脚1,而反向输入端脚2直接接地。
输出电压反馈直接联接到脚1,而不是脚2,略过了UC3844的内部误差放大器,这使得电源的动态响应更快。
引脚3是限流保护引脚。
当引脚电压超过1V时,PWM输出立即被封锁。
此处设置变压器原边流不得超过1.5A(变压器峰值电流为1.6A),由R=U/I得,R187=0.7欧。
另外在引脚3加470pf电容滤波。
R4、C5构成低通滤波器,将采到的电流信号滤波后供给3脚,提供电流反馈。
引脚4振荡频率设定端。
开关管的工作频率为40KHz.由于UC3844内部有个分频器,所以驱动MOSFET功率开关管的方波频率为芯片内部振荡频率的一半,则引脚4应设置为80KHz(UC3844最大振荡频率可为1MHz),根据计算估计公式f=1.7/RC,取R=91K,C=150PF(频率不一定设的很准,可以改变电阻值测定)。
引脚5为模拟地,引脚8是基准电压5V输出端。
引脚7是电源供电端,需15-20V。
引脚6是PWM输出端。
经一个限流电阻(100欧/0.25W)限流后驱动功IGBT,为保护功率IGBT,在脚6并联一支15V的稳压二极管。
(2)自启动电路开关电源只有交流侧供电,必须能够实现自动启动。
本设计的自启动电路如下图框内所示,基本原理是:启动过程,供电电压310V通过RR3、RR4给C125充电,当电压值达到15伏,驱动芯片UC3844开始工作,开关管正常驱动,直到变压器输出侧34输出电压稳定在20伏,整个电路系统工作,电源实现了自启动。
反激开关电源初级电流波形解析

反激开关电源是一种常见的电源形式,它通过反激变压器的工作原理,实现了高效率、小体积、轻质量的特点,被广泛应用于各种电子设备中。
在设计和调试反激开关电源时,初级电流波形分析至关重要。
本文将从反激开关电源的工作原理、初级电流波形特点、波形分析方法等方面展开讨论。
一、反激开关电源的工作原理1. 工作原理概述反激开关电源主要由输入滤波电路、整流电路、功率因子校正电路、反激变压器、输出整流滤波电路、控制电路等组成。
其工作原理是先将交流电输入通过整流电路转换为直流电,然后通过控制开关管的开合,使得反激变压器的工作状态发生变化,从而实现对输出电压的调节。
2. 工作流程解析在正半周的工作流程中,开关管导通,电流通过反激变压器的一侧,将能量储存到磁场中。
在负半周的工作流程中,开关管关断,磁场中储存的能量通过二次侧反激励,将能量传输到输出端,从而实现对输出电压的调节。
二、初级电流波形特点1. 波形特点概述反激开关电源的初级电流波形具有一定的特点,包括波形非正弦、含有脉冲成分以及高频振荡等。
这些特点对电源的性能和稳定性有着重要的影响。
2. 非正弦波形分析初级电流波形通常呈现出方波或锯齿形,而非正弦波形会带来较大的谐波分量,影响了系统的功率因素和电磁兼容等。
3. 脉冲成分分析初级电流波形还包含有脉冲成分,这些脉冲会对开关管、反激变压器、滤波电容等元件产生冲击,影响了系统的稳定性和寿命。
4. 高频振荡分析由于开关管的开合频率较高,初级电流波形还会包含高频振荡成分,这对元件的损耗和电磁干扰都有着重要的影响。
三、初级电流波形分析方法1. 示波器测量法通过示波器可以直观地观察到初级电流波形,从而判断波形的稳定性、谐波含量、脉冲成分等特点,但示波器的带宽和采样率要求较高。
2. 谐波分析法通过使用功率分析仪或频谱分析仪,可以对初级电流波形进行频谱分析,得到其谐波含量和功率因素等参数,从而评估波形的质量。
3. 数学模型仿真法使用电路仿真软件,建立反激开关电源的数学模型,进行不同工况下的波形模拟,从而分析初级电流波形的特点和优化设计方案。
(精品word)推挽式开关电源设计(节选)

陶显芳开关电源原理与设计1-8.双激式变压器开关电源所谓双激式变压器开关电源,就是指在一个工作周期之内,变压器的初级线圈分别被直流电压正、反激励两次。
与单激式变压器开关电源不同,双激式变压器开关电源一般在整个工作周期之内,都向负载提供功率输出。
双激式变压器开关电源输出功率一般都很大,因此,双激式变压器开关电源在一些中、大型电子设备中应用很广泛。
这种大功率双激式变压器开关电源最大输出功率可以达300瓦以上,甚至可以超过1000瓦。
推挽式、半桥式、全桥式等变压器开关电源都属于双激式变压器开关电源.推挽式开关电源使用的开关变压器有两个初级线圈,它们都属于励磁线圈,但流过两个线圈的电流所产生的磁力线方向正好相反,因此,推挽式开关电源变压器属于双激式开关电源变压器;另外,推挽式开关电源变压器的次级线圈会同时被两个初级线圈所产生的磁场感应,因此,变压器的次级线圈同时存在正、反激电压输出;推挽式开关电源有多种工作模式,如:交流输出、整流输出、直流稳压输出,等工作模式,各种工作模式对变压器的参数要求会有不同的要求。
1—8—1.推挽式变压器开关电源的工作原理在双激式变压器开关电源中,推挽式变压器开关电源是最常用的开关电源。
由于推挽式变压器开关电源中的两个控制开关K1和K2轮流交替工作,其输出电压波形非常对称,并且开关电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出,因此,其输出电流瞬间响应速度很高,电压输出特性也很好。
推挽式变压器开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源,它在输入电压很低的情况下,仍能维持很大的功率输出,所以推挽式变压器开关电源被广泛应用于DC/AC逆变器,或DC/DC转换器电路中。
1-8—1-1.交流输出推挽式变压器开关电源一般的DC/AC逆变器,如交流不间断电源(简称UPS),大多数都是采用推挽式变压器开关电源电路.这种DC/AC逆变器工作频率很高,所以体积可以做得非常小;由于这个特点,推挽式变压器开关电源也经常用于AC/AC转换电路中,以减小电源变压器的体积。
LED显示屏5V40A200W专用开关电源设计
LED显示屏5V 40A专用开关电源设计1 参数:输入电源:220V输出电源:5V 40A2开关电源的组成开关电源大致由输入电路、变换器、控制电路、输出电路四个主体组成。
如果细致划分,它包括:输入滤波、输入整流、开关电路、采样、基准电源、比较放大、震荡器、V/F 转换、基极驱动、输出整流、输出滤波电路等。
实际的开关电源还要有保护电路、功率因数校正电路、同步整流驱动电路及其它一些辅助电路等。
图1是开关电源原理框图:图1 开关电源原理框图2.1 输入电路包括线性滤波电路、浪涌电流抑制电路、整流电路三部分。
作用:把输入电网交流电源转化为符合要求的开关电源直流输入电源。
典型电路如图2所示:图2 输入电路该电路包含滤波电路、浪涌电流抑制电路及全波整流电路。
输入电路各电容C11、C12、C13 用于滤波,滤除高频噪声;电抗器L11 用于浪涌抑制;电容C14、C15、C18 用于去耦。
输入220VAC 电压经过全波整流,产生变换器所需要的直流电压,及提供控制电路必须的工作电源。
J21 为短路线,TH 为过流电阻,当发生过流时,器件熔断。
2.2 功率电路基本原理市电220V的交流电经输入电路整流滤波后,已变为直流电(带脉动),从该直流电到输出之间的电路可简单等效为一个单管隔离降压变换器。
如图3所示:图3 功率电路基本原理为防止变压器T磁饱及快速恢复,原边使用了简单的R1C1释放电路。
副边VD1 整流,VD2 续流,C2去耦,L、C4滤波,R3C3、R4为辅助泄放通路。
当然实际电路比这个要复杂的多,复杂的原因主要是因为加入了保护电路、反馈电路、控制电路等。
下面具体讲述实际应用的电路。
2.3 变压器及控制部分供电电路变压器周边电路以及给控制电路供电的电路如图4所示:图4 变压器及控制部分供电电路本电路中的变压器T11就是图3中的变压器T,其中1-3绕组为原边主绕组(即图3中的N1绕组),6-7绕组为副边输出绕组(即图3中的N2绕组),4-5绕组为原边辅助绕组,主要给控制电路提供电源。
常见几种开关电源理论教程及电路图(杂项)
一、开关式稳压电源的基本工作原理开关式稳压电源接控制方式分为调宽式和调频式两种,在实际的应用中,调宽式使用得较多,在目前开发和使用的开关电源集成电路中,绝大多数也为脉宽调制型。
因此下面就主要介绍调宽式开关稳压电源。
调宽式开关稳压电源的基本原理可参见下图。
对于单极性矩形脉冲来说,其直流平均电压取决于矩形脉冲的宽度,脉冲越宽,其直流平均电压值就越高。
直流平均电压U。
可由公式计算,即×式中为矩形脉冲最大电压值。
为矩形脉冲周期。
为矩形脉冲宽度。
从上式可以看出,当与不变时,直流平均电压将与脉冲宽度成正比。
这样,只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄,就可以达到稳定电压的目的。
二、开关式稳压电源的原理电路、基本电路图二开关电源基本电路框图开关式稳压电源的基本电路框图如图二所示。
交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后,变成含有一定脉动成份的直流电压,该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方波,最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。
控制电路为一脉冲宽度调制器,它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。
这部分电路目前已集成化,制成了各种开关电源用集成电路。
控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例,以达到稳定输出电压的目的。
2.单端反激式开关电源单端反激式开关电源的典型电路如图三所示。
电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。
所谓的反激,是指当开关管导通时,高频变压器T初级绕组的感应电压为上正下负,整流二极管处于截止状态,在初级绕组中储存能量。
当开关管截止时,变压器T初级绕组中存储的能量,通过次级绕组及整流和电容C滤波后向负载输出。
单端反激式开关电源是一种成本最低的电源电路,输出功率为-W,可以同时输出不同的电压,且有较好的电压调整率。
唯一的缺点是输出的纹波电压较大,外特性差,适用于相对固定的负载。
单端反激式开关电源使用的开关管承受的最大反向电压是电路工作电压值的两倍,工作频率在-之间。
开关电源的结构和基本原理模板
3 90 6 S MD
?
D29
R114
1 .5K 1 20 6 F R1 04
C19 C18
2 2u ,50 V 2 2u ,50 V
0 .1u ,2 50 vA C
C4
C9 3 .3u 1 00 V
L8 5 *2 0
MYV1 0 72 71 0 72 71 MYV2
C3A
R1
1
C7
1 02 25 0V ac
Q5
R166
1 0 1 /8 W
R167
R121 1 0 0 80 5
1 00 1/8W
CAP
C 3 .3 VS
F R1 05
D2
1 5V 1 W
R115
1 K 1 2 06
D31
1 N4 14 8
2 ,12 0 6
1
8
F SD 5L01 6 5
C12
R42
2
7
D32
1 00 12 06
1 0u F/5 0V
输出电压的稳定则是依赖对脉冲宽度的改变来实现, 这就叫做脉宽调制PWM。
开关电源工作流程
当市电进入电源后,先经过扼流线圈和电容滤波去除 高频杂波和干扰信号,然后经过整流和滤波得到高压直流 电。
接着通过开关电路把直流电转为高频脉动直流电,再 送高频开关变压器降压。
然后滤除高频交流部分,这样最后输出供电脑使用相 对纯净的低压直流电。
有源PFC
输入电压可以从90V到270V; 高于0.99的线路功率因数,并具有低损耗和高可靠等优 点; 有源PFC电路可用作辅助电源,而不再需要辅助电源变 压器; 输出不随输入电压波动变化,因此可获得高度稳定的 输出电压; 有源PFC输出DC电压纹波很小,且呈100Hz/120Hz(工 频2倍)的正弦波,因此采用有源PFC的电源不需要采 用很大容量的滤波电容。
开关电源分析
一、开关电源定义 (2)二、开关电源优缺点 (2)1.开关稳压电源的优点 (2)2.开关稳压电源的缺点 (3)三、开关稳压电源的种类 (3)(1)按激励方式划分 (3)(2)按调制方式划分 (4)(4)按开关管电流的工作方式划分 (6)(5)按开关晶体管的类型划分 (6)(6)按晶体管的连接的连接方式划分 (7)(7)按输入与输出的电压大小划分 (8)(8)按工作方式划分 (8)(9)按电路结构划分 (9)四、开关电源组成及原理 (10)1.实际电路 (10)2.直流--直流变换原理 (11)五、耦合型自激调频式开关电源 (14)1.交流输入及整流滤波 (14)2.开关管导通回路 (15)3.启动电路 (16)4.形成自激振荡的正反馈电路 (16)5.脉宽调整电路 (17)6.开关脉冲电路中三极管的保护电路 (18)7.输入电源电压过压保护 (18)8.自动稳压电路 (19)9.多路直流电压输出 (20)一、开关电源定义开关电源是一种控制晶体管通断时间比率以维持电压稳定输出的电源。
实际上,开关稳压电源的核心部分是一个直流变压器二、开关电源优缺点1.开关稳压电源的优点功耗小,效率高。
在下图中的开关稳压电源电路中,晶体管V在激励信号的激励下,它交替地工作在导通—截止和截止—导通的开关状态,转换速度很快,频率一般为50kHz左右,在一些技术先进的国家,可以做到几百或者近1000kHz。
这使得开关晶体管V的功耗很小,电源的效率可以大幅度地提高,其效率可达到80%。
体积小,重量轻。
从开关稳压电源的原理框图可以清楚地看到这里没有采用笨重的工频变压器。
由于调整管V上的耗散功率大幅度降低后,又省去了较大的散热片。
由于这两方面原因,所以开关稳压电源的体积小,重量轻。
稳压范围宽。
从开关稳压电源的输出电压是由激励信号的占空比来调节的,输入信号电压的变化可以通过调频或调宽来进行补偿,这样,在工频电网电压变化较大时,它仍能够保证有较稳定的输出电压。
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研发中心彭磊(上)开关电源的拓扑结构分类•10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式•10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求)•100W-300W 正激、双管反激、准谐振•300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等•500W-2000W 双管正激、半桥、全桥•2000W以上全桥反激开关电源特点•在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。
优点:成本低,外围元件少,低耗能,适用于宽电压范围输入,可多组输出. 缺点:输出纹波比较大。(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善)
•今天以自行车充电器为例,详细讲解反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法。隔离开关电源框架结构图EMI整流滤波变压器次级整流滤波开关器件PWM 控制IC隔离器件采样反馈输出
高压区域低压区域电源电路原理图初级侧部分第一个安规元件—保险管
•作用:安全防护。在电源出现异常时,为了保护核心器件不受到损坏。
•技术参数:额定电压V、额定电流I、熔断时间I^2RT。•分类:快断、慢断、常规保险管的计算方法•0.6为不带功率因数校正的功率因数估值•Po输出功率•η 效率(设计的评估值)•Vinmin 最小的输入电压•2为经验值,在实际应用中,保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。•0.98 PF值关于功率因数•大部分用电设备中,其工作电压直接取自交流电网。所以电网中会有许多家用电器、工业电子设备等等非线性负载,这些用电器在使用过程中会使电网产生谐波电压和电流。没有采取功率因数校正技术的AC-DC整流电路,输入电流波形呈尖脉冲状。交流网侧功率因数只有0.5~0.7,电流的总谐波畸变(THD)很大,可超过100%。采用功率因数校正技术,功率因数值为0.999时,THD约为3%。为了防止电网的谐波污染,或限制电子设备向电网发射谐波电流,国际上已经制定了许多电磁兼容标准,有IEEE519、IEC1000-3-2等。
•功率因数的校正(PFC)主要有两种方法:无源功率因数校正和有源功率因数校正。无源功率因数校正利用线性电感器和电容器组成滤波器来提高功率因数、降低谐波分量。这种方法简单、经济,在小功率中可以取得好的效果。但是,在较大功率的供电电源中,大量的能量必须被这种滤波器储存和管理,因此需要大电感器和电容器,这样体积和重量就比较大也不太经济,而且功率因数的提高和谐波的抑制也不能达到理想的效果。有源功率因数校正是使用所谓的有源电流控制功率因数的校正方法,可以迫使输入电流跟随供电的正弦电压变化。这种功率因数校正有体积小、重量轻、功率因数可接近1等优点。
相关知识NTC的作用•NTC是以氧化锰等为主要原料制造的精细半导体电子陶瓷元件。电阻值随温度的变化呈现非线性变化,电阻值随温度升高而降低。利用这一特性,在电路的输入端串联一个负温度系数热敏电阻增加线路的阻抗,这样就可以有效的抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。当电路进入稳态工作时,由于线路中持续工作电流引起的NTC发热,使得电阻器的电阻值变得很小,对线路造成的影响可以完全忽略。NTC的选择公式对上面的公式解释如下:1. Rt 是热敏电阻在T1温度下的阻值;2. Rn是热敏电阻在Tn常温下的标称阻值;3. B是材质参数;(常用范围2000K~6000K)4. exp是以自然数e 为底的指数(e =2.71828 );5. 这里T1和Tn指的是K度即开尔文温度,K度=273.15(绝对温度)+摄氏度;压敏电阻的作用•压敏电阻是一种限压型保护器件。利用压敏电阻的非线性特性,当过电压出现在压敏电阻的两极间,压敏电阻可以将电压钳位到一个相对固定的电压值,从而实现对后级电路的保护。
•主要作用:过电压保护、防雷、抑制浪涌电流、吸收尖峰脉冲、限幅、高压灭弧、消噪、保护半导体元器件等。
•主要参数有:压敏电压、通流容量、结电容、响应时间等。
•压敏电阻的响应时间为ns级,比空气放电管快,比TVS管(瞬间抑制二极管)稍慢一些,一般情况下用于电子电路的过电压保护其响应速度可以满足要求。选取压敏电阻的方法•压敏电阻虽然能吸收很大的浪涌电能量,但不能承受毫安级以上的持续电流,在用作过压保护时必须考虑到这一点。压敏电阻的选用,一般选择标称压敏电压V1mA和通流容量两个参数。
•a 为电路电压波动系数,一般取值1.2.•Vrms 为交流输入电压有效值。•b 为压敏电阻误差,一般取值0.85.•C 为元件的老化系数,一般取值0.9.•√2 为交流状态下要考虑峰峰值。•V1mA 为压敏电阻电压实际取值近似值•通流容量,即最大脉冲电流的峰值是环境温度为25℃情况下,对于规定的冲击电流波形和规定的冲击电流次数而言,压敏电压的变化不超过±10%时的最大脉冲电流值。选取压敏电阻的方法•结合前面所述,来看一下本电路中压敏电阻的型号所对应的相关参数。EMI电路•X电容,共模电感(也叫共模扼流圈),Y电容
•根据IEC 60384-14,安规电容器分为X电容及Y电容:
•1. X电容是指跨与L-N之间的电容器, •2. Y电容是指跨与L-G/N-G之间的电容器.安规电容之--X电容•X电容多选用耐纹波电流比较大的聚脂薄膜类电容。这种类型的电容,体积较大,但其允许瞬间充放电的电流也很大,而其内阻相应较小。
•X电容容值选取是uF级,此时必须在X电容的两端并联一个安全电阻,用于防止电源线拔插时,由于该电容的充放电过程而致电源线插头长时间带电。安全标准规定,当正在工作之中的机器电源线被拔掉时,在两秒钟内,电源线插头两端带电的电压(或对地电位)必须小于原来额定工作电压的30%。
•作为安全电容之一的X电容,也要求必须取得安全检测机构的认证。X电容一般都标有安全认证标志和耐压AC250V或AC275V字样,但其真正的直流耐压高达2000V以上,使用的时候不要随意使用标称耐压AC250V或者DC400V之类的的普通电容来代用。安规电容之--X电容•X电容主要用来抑制差模干扰•安全等级峰值脉冲电压等级(IEC664)•X1 >2.5kV ≤4.0kV Ⅲ•X2 ≤2.5kV Ⅱ•X3 ≤1.2kV ——•X电容没有具体的计算公式,前期选择都是依据经验值,后期在实际测试中,根据测试结果做适当的调整。
•经验:若电路采用两级EMI,则前级选择0.47uF,后级采用0.1uF电容。若为单级EMI,则选择0.47uF电容。(电容的容量大小跟电源功率没有直接关系)安规电容之--Y电容•交流电源输入分为3个端子:火线(L)/零线(N)/地线(G)。在火线和地线之间以及在零线和地线之间并接的电容, 这两个Y电容连接的位置比较关键,必须需要符合相关安全标准, 以防引起电子设备漏电或机壳带电,容易危及人身安全及生命。它们都属于安全电容,从而要求电容值不能偏大,而耐压必须较高。
•Y电容主要用于抑制共模干扰•Y电容的存在使得开关电源有一项漏电流的电性指标。•工作在亚热带的机器,要求对地漏电电流不能超过0.7mA;工作在温带机器,要求对地漏电电流不能超过0.35mA。因此,Y电容的总容量一般都不能超过4700PF(472)。Y电容的作用及取值经验Y电容底下又分为Y1, Y2, Y3,Y4, 主要差別在于: •1. Y1耐高压大于8 kV,属于双重绝缘或加强绝缘|额定电压范围≥ 250V
•2. Y2耐高压大于5 kV,属于基本绝缘或附加绝缘|额定电压范围≥150V ≤250V
•3. Y3耐高压≥2.5KV ≤5KV属于基本绝缘或附加绝缘|额定电压范围≥150V ≤250V
•4. Y4耐高压大于2.5 kV属于基本绝缘或附加绝缘|额定电压范围<150V
•GJB151中规定Y电容的容量应不大于0.1uF。Y电容除符合相应的电网电压耐压外,还要求这种电容器在电气和机械性能方面有足够的安全余量,避免在极端恶劣环境条件下出现击穿短路现象,Y电容的耐压性能对保护人身安全具有重要意义。共模电感的作用•共模电感上,A和B就是共模电感线圈。这两个线圈绕在同一铁芯上,匝数和相位都相同(绕制方向向反)。这样,当电路中的正常电流流经共模电感时,电流在同相位绕制的电感线圈中产生反向的磁场而相互抵消,此时正常信号电流主要受线圈电阻的影响(和少量因漏感造成的阻尼);当有共模电流流经线圈时,由于共模电流的同向性,会在线圈内产生同向的磁场而增大线圈的感抗,使线圈表现为高阻抗,产生较强的阻尼效果,以此衰减共模电流,抑制高速信号线产生的电磁波向外辐射
发射,达到滤波的目的。共模电感的设计•第一步:确定客户的规格要求,EMI允许级别
•第二步:电感值的确定•第三步:core(磁芯)材质及规格确定•第四步:绕组匝数及线径的确定•第五步:打样•第六步:测试