过流保护电路设计

过流保护电路如上图所示。

此电路是过流保护电路，其中100kΩ电阻用来限流，通过比较器LM311对电流互感器采样转化的电压进行比较，LM311的3脚接一10kΩ电位器来调比较基准电压，输出后接一100Ω的电阻限流它与后面的220μF的电容形成保护时间控制。

当电流过流时比较器输出是高电平产生保护，使SPWM不输出，控制场效应管关闭，等故障消除，比较器输出低电平，逆变器又自动恢复工作。

1.第一个部分是电阻取样...负载和R1串联...大家都知道.串联的电流相等...R2上的电压随着负载的电流变化而变化...电流大,R2两端电压也高...R3 D1组成运放保护电路...防止过高的电压进入运放导致运放损坏...C1是防止干扰用的...2.第二部分是一个大家相当熟悉的同相放大器...由于前级的电阻取样的信号很小...所以得要用放大电路放大.才能用...放大倍数由VR1 R4决定...3.第三部分是一个比较器电路...放大器把取样的信号放大...然后经过这级比较...从而去控制后级的动作...是否切断电源或别的操作...比较器是开路输出.所以要加上上位电阻...不然无法输出高电平...4.第四部分是一个驱动继电器的电路...这个电路和一般所不同的是...这个是一个自锁电路... 一段保护信号过来后...这个电路就会一直工作...直到断掉电源再开机...这个自锁电路结构和单向可控硅差不多.1 采用电流传感器进行电流检测过流检测传感器的工作原理如图1所示。

通过变流器所获得的变流器次级电流经I／V转换成电压，该电压直流化后，由电压比较器与设定值相比较，若直流电压大于设定值，则发出辨别信号。

但是这种检测传感器一般多用于监视感应电源的负载电流，为此需采取如下措施。

由于感应电源启动时，启动电流为额定值的数倍，与启动结束时的电流相比大得多，所以在单纯监视电流电瓶的情况下，感应电源启动时应得到必要的输出信号，必须用定时器设定禁止时间，使感应电源启动结束前不输出不必要的信号，定时结束后，转入预定的监视状态。

2 启动浪涌电流限制电路开关电源在加电时，会产生较高的浪涌电流，因此必须在电源的输入端安装防止浪涌电流的软启动装置，才能有效地将浪涌电流减小到允许的范围内。

浪涌电流主要是由滤波电容充电引起，在开关管开始导通的瞬间，电容对交流呈现出较低的阻抗。

如果不采取任何保护措施，浪涌电流可接近数百A。

开关电源的输入一般采用电容整流滤波电路如图2所示，滤波电容C可选用低频或高频电容器，若用低频电容器则需并联同容量高频电容器来承担充放电电流。

图中在整流和滤波之间串入的限流电阻Rsc是为了防止浪涌电流的冲击。

合闸时Rsc限制了电容C的充电电流，经过一段时间，C上的电压达到预置值或电容C1上电压达到继电器T动作电压时，Rsc被短路完成了启动。

同时还可以采用可控硅等电路来短接Rsc。

当合闸时，由于可控硅截止，通过Rsc对电容C进行充电，经一段时间后，触发可控硅导通，从而短接了限流电阻Rsc。

3 采用基极驱动电路的限流电路在一般情况下，利用基极驱动电路将电源的控制电路和开关晶体管隔离开。

控制电路与输出电路共地，限流电路可以直接与输出电路连接，工作原理如图3所示，当输出过载或者短路时，V1导通，R3两端电压增大，并与比较器反相端的基准电压比较。

控制PWM信号通断。

4 通过检测IGBT的Vce 当电源输出过载或者短路时，IGBT的Vce值则变大，根据此原理可以对电路采取保护措施。

对此通常使用专用的驱动器EXB841，其内部电路能够很好地完成降栅以及软关断，并具有内部延迟功能，可以消除干扰产生的误动作。

其工作原理如图4所示，含有IGBT过流信息的Vce不直接发送到EXB841 的集电极电压监视脚6，而是经快速恢复二极管VD1，通过比较器IC1输出接到EXB841的脚6，从而消除正向压降随电流不同而异的情况，采用阈值比较器，提高电流检测的准确性。

假如发生了过流，驱动器：EXB841的低速切断电路会缓慢关断IGBT，从而避免集电极电流尖峰脉冲损坏IGBT器件。

为避免在使用中因非正常原因造成输出短路或过载，致使调整管流过很大的电流，使之损坏。

故需有快速保护措施。

过流保护电路有限流型和截流型两种。

限流型：当调整管的电流超过额定值时，对调整管的基极电流进行分流，使发射极电流不至于过大。

图4-2为其简要电路图。

图中R为一小电阻，用于检测负载电流。

当IL不超过额定值时，T1、截止；当IL 超过额定值时，T'1导通，其集电极从T1的基极分流。

从而实现对T1管的保护截流型:过流时使调整管截止或接近截止。

应用于大功率电源电路中。

图4-3为其电路图。

输出电流在额定值内时：三极管T2截止，这时，电压负反馈保证电路正常工作。

输出电流超出额定值时：UB电压上升，三极管T2导通，使UO迅速下降，由于R1、R2>>RO，故UB的下降速度慢于UO，使UO迅速下降到0，实现了截流作用。

过电流保护有多种形式，如图1所示，可分为额定电流下垂型，即フ字型；恒流型；恒功率型，多数为电流下垂型。

过电流的设定值通常为额定电流的110％～130％。

一般为自动恢复型。

图1①②③中表示电流下垂型，表示恒流型，表示恒功率型。

用于变压器初级直接驱动电路中的限流电路在变压器初级直接驱动的电路（如单端正激式变换器或反激式变换器）的设计中，实现限流是比较容易的。

图2是在这样的电路中实现限流的两种方法。

图2电路可用于单端正激式变换器和反激式变换器。

图2（a）与图2（b）中在MOSFET 的源极均串入一个限流电阻Rsc，在图2（a）中，Rsc提供一个电压降驱动晶体管S2导通，在图2（b）中跨接在Rsc上的限流电压比较器，当产生过流时，可以把驱动电流脉冲短路，起到保护作用。

图2（a）与图2（b）相比，图2（b）保护电路反应速度更快及准确。

首先，它把比较放大器的限流驱动的门槛电压预置在一个比晶体管的门槛电压Vbe 更精确的范围内；第二，它把所预置的门槛电压取得足够小，其典型值只有100mV～200mV，因此，可以把限流取样电阻Rsc的值取得较小，这样就减小了功耗，提高了电源的效率。

图2在单端正激式或反激式变换器电路中的限流电路当AC输入电压在90～264V范围内变化，且输出同等功率时，则变压器初级的尖峰电流相差很大，导致高、低端过流保护点严重漂移，不利于过流点的一致性。

在电路中增加一个取自＋VH的上拉电阻R1，其目的是使S2的基极或限流比较器的同相端有一个预值，以达到高低端的过流保护点尽量一致。

用于基极驱动电路的限流电路在一般情况下，都是利用基极驱动电路把电源的控制电路和开关晶体管隔离开来。

变换器的输出部分和控制电路共地。

限流电路可以直接和输出电路相接，其电路如图3所示。

在图3中，控制电路与输出电路共地。

工作原理如下：电路正常工作时，负载电流IL流过电阻Rsc产生的压降不足以使S1导通，由于S1在截止时IC1=0，电容器C1处于未充电状态，因此晶体管S2也截止。

如果负载侧电流增加，使IL 达到一个设定的值，使得ILRsc=Vbe1＋Ib1R1，则S1导通，使电容器C1充电，其充电时间常数τ=R2C1，C1上充满电荷后的电压是VC1=Ib2R4＋Vbe2。

在电路检测到有过流发生时，为使电容器C1能够快速放电，应当选择R4。

无功率损耗的限流电路上述两种过流保护比较有效，但是Rsc的存在降低了电源的效率，尤其是在大电流输出的情况下，Rsc上的功耗就会明显增加。

图4电路利用电流互感器作为检测元件，就为电源效率的提高创造了一定的条件。

图4电路工作原理如下：利用电流互感器T2监视负载电流IL，IL在通过互感器初级时，把电流的变化耦合到次级，在电阻R1上产生压降。

二极管D3对脉冲电流进行整流，经整流后由电阻R2和电容C1进行平滑滤波。

当发生过载现象时，电容器C1两端电压迅速增加，使齐纳管D4导通，驱动晶体管S1导通，S1集电极的信号可以用来作为电源变换器调节电路的驱动信号。

电流互感器可以用铁氧体磁芯或MPP环型磁芯来绕制，但要经过反复实验，以确保磁芯不饱和。

理想的电流互感器应该达到匝数比是电流比。

通常互感器的Np=1，Ns=NpIpR1/(Vs＋VD3)。

具体绕制数据最后还要经过实验调整，使其性能达到最佳状态。

1.4用555做限流电路图6为用555做限流保护的电路，其工作原理如下：UC384X与S1及T1组成一个基本的PWM变换器电路。

UC384X系列控制IC有两个闭环控制回路，一个是输出电压Vo反馈至误差放大器，用于同基准电压Vref比较之后产生误差电压（为了防止误差放大器的自激现象产生，直接把脚2对地短接）；另一个是变压器初级电感中的电流在T2次级检测到的电流值在R8及C7上的电压，与误差电压进行比较后产生调制脉冲的脉冲信号。

当然，这些均在时钟所设定的固定频率下工作。

UC384X具有良好的线性调整率，能达到％/V；可明显地改善负载调整率；使误差放大器的外电路补偿网络得到简化，稳定度提高并改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。

UC384X有两种关闭技术；一是将脚3电压升高超过1V，引起过流保护开关关闭电路输出；二是将脚1电压降到1V以下，使PWM比较器输出高电平，PWM锁存器复位，关闭输出，直到下一个时钟脉冲的到来，将PWM锁存器置位，电路才能重新启动。

电流互感器T2监视着T1的尖峰电流值，当发生过载时，T1的尖峰电流迅速上升，使T2的次级电流上升，经D1整流，R9及C7平滑滤波，送到IC1的脚3，使IC1的脚1电平下降（注意：接IC1脚1的R3，C4必须接成开环模式，如接成闭环模式则过流时555的脚7放电端无法放电）。

IC1的脚1与IC2的脚6相连接，使IC2的比较器1同相输入端的电压降低，触发器Q输出高电平，V1导通，IC2的脚7放电，使IC1的脚1电平被拉低于1V，则IC1输出关闭，S1因无栅极驱动信号而关闭，使电路得到保护。

若过流不消除，则重复上述过程，IC1重新进入启动、关闭、再启动、再关闭的循环状态，即“打嗝＂现象。

而且，过负载期间，重复进行着启振与停振，但停振时间长，启振时间短，因此电源不会过热，这种过负载保护称为周期保护方式（当输入端输入电压变化范围较大时，仍可使高、低端的过流保护点基本相同）。

其振荡周期由555单稳多谐振荡器的RC时间常数τ决定，本例中τ=R1C1，直到过载现象消失，电路才可恢复正常工作。

电流互感器T2的选择同的互感器计算方法。

图6电路，可以用在单端反激式或单端正激式变换器中，也可用在半桥式、全桥式或推挽式电路中，只要IC1有反馈控制端及基准电压端即可，当发生过流现象时，用555电路的单稳态特性使电路工作在“打嗝＂状态下。

1.5几种过流保护方式的比较作者经过长期的研发与生产，比较了开关电源中所使用的各种过流保护方法，可以说，几乎没有一种过流保护方式是万能的，只有用555的保护方式性能价格比是较好的。