组合型TM01-TE11弯形圆波导模式转换器研究
第四章2 波导和空腔(矩、圆形波导、谐振腔)
3) k 0
X "( x) 0 Y "( y ) 0
X ( x) A0 B0 x Y ( y) C0 D0 y
u( x, y) ( A0 B0 x)(C0 D0 y)
m n x)sin( y )exp(ik z z ) a b
横纵向场关系式
H TM波， z 0
Ez H z 1 Ex 2 ik z i 2 k z x y 1 Ey 2 k z2 Ez H z ik z i y x
则te10cte106562ghzte20cte2013123ghzte30cte3019685ghzte01cte0114764ghzte02cte0229528ghzte11和tm11cte1116156ghzte21和tm21cte2119753ghzte12和tm12cte1230248ghzte10te20te01te11tm1120944m1此时该波导只能传输te1015ghz时此时该波导能传输te10te20te01三个导模则te10cte106562ghzte20cte2013123ghzte30cte3019685ghzte01cte0114764ghzte02cte0229528ghzte11和tm11cte1116156ghzte21和tm21cte2119753ghzte12和tm12cte1230248ghz第四章波导和空腔第四章波导和空腔4646圆形波导圆形波导纵向分量均满足的helmholtz方程谐振动方程bessel方程tm模式1基本方程和分离变量解谐振动方程m阶实宗量bessel方程sincossincos第二种表示形式是考虑到圆波导结构具有轴对称性场的极化方向具有不确定性使导波场在方向存在cosm和sinm两种可能的分布
矩形波导的模式(3篇)
第1篇一、矩形波导的模式分类矩形波导中的电磁波模式主要分为TE（横电磁波）模式和TM（纵电磁波）模式。
1. TE模式TE模式是指电场只在波导的横向（垂直于传播方向）分量存在，而磁场则在纵向（沿传播方向）分量存在。
根据电场和磁场在波导横截面上的分布，TE模式又可以分为TE10、TE20、TE01等模式。
（1）TE10模式：TE10模式是矩形波导中最基本、最常用的模式。
其电场分布呈矩形，磁场分布呈椭圆。
TE10模式的截止频率最高，适用于高频传输。
（2）TE20模式：TE20模式的电场分布呈矩形，磁场分布呈圆形。
其截止频率低于TE10模式，适用于中频传输。
（3）TE01模式：TE01模式的电场分布呈矩形，磁场分布呈椭圆。
其截止频率最低，适用于低频传输。
2. TM模式TM模式是指磁场只在波导的横向分量存在，而电场则在纵向分量存在。
根据电场和磁场在波导横截面上的分布，TM模式又可以分为TM01、TM11、TM21等模式。
（1）TM01模式：TM01模式的电场分布呈矩形，磁场分布呈圆形。
其截止频率最高，适用于高频传输。
（2）TM11模式：TM11模式的电场分布呈矩形，磁场分布呈椭圆。
其截止频率低于TM01模式，适用于中频传输。
（3）TM21模式：TM21模式的电场分布呈矩形，磁场分布呈圆形。
其截止频率最低，适用于低频传输。
二、矩形波导的模式特性1. 截止频率截止频率是矩形波导中一个重要的参数，它决定了电磁波在波导中能否有效传输。
不同模式的截止频率不同，其中TE10模式的截止频率最高，适用于高频传输。
2. 相速度相速度是指电磁波在波导中传播的速度。
不同模式的相速度不同，TE模式的相速度比TM模式快。
3. 模式损耗模式损耗是指电磁波在波导中传播时，由于波导壁的吸收和辐射等原因，能量逐渐衰减的现象。
不同模式的损耗不同，TE模式的损耗比TM模式小。
4. 传输特性矩形波导中不同模式的传输特性不同，如TE模式的传输特性较好，适用于高频传输；TM模式的传输特性较差，适用于低频传输。
圆波导中三种常用模式 ppt课件
• “不怕太阳晒，也不怕那风雨狂，只怕先生骂我 笨，没有学问无颜见爹娘 ……”
• “太阳0 圆波导中 TE11 模的场结构分布图
圆波导模 TE11 的场结构与矩形波导模 TE10 的场结构
相似，因此圆波导模 TE11 很容易通过矩形波导模 TE10
圆波导中三 种常用模式
（1）圆波导中的主模 TE11 模
场量表达式为 HzH0J1(1.8 a4r)1 s cio ne sjkzz
H rjkz k H c0J1 (1 .8 a4 r) 1 s cio n e sjkzz
H jkk zc H 2r0J1(1.8 a4r)1 s c in o esjkzz
过渡得到。
由于 TE11 模具有极化简并，即使这样也不能保证圆波
导的单模传播，所以在实用中不用圆波导传输信号。
（2）圆波导中的 TE 01 模
场量表达式为： HzH0J0(3.8 a3r)2ejkzz
HrjkzkH c0J1(3.8a3r)2ejkzz
EjkcH0J1(3.8 a3r)2 ejkzz
远距离传输。
(3)圆波导中的 TM01 模
场量表达式为
E zE 0J0(kcr)ejkzz
式中
kc
2.405 a
Er jkzkE c0J1(kcr)ejkzz
HjkcE0J1(kcr)ejkzz
EHrHz0
Er EzH0
式中，
kc
3.832 a
TE01
电场线 磁场线
圆波导中 TE 01 模的场结构分布图
（1）电磁场沿 方向不变化，场分布具有轴对称，不存在
极化简并；
（2）电场只有 E 分量，电力线在横截面内是一些同心圆，
习题8
习题八
∂H z ∂x
x=0 = 0
x=a
由此可得 kx
=
mπ a
，B
= 0 ，故
Hz
=
H
zm
A
cos⎜⎛ ⎝
mπ a
x ⎟⎞ e− jβ z ⎠
=
H
0
cos⎜⎛ ⎝
mπ a
x ⎟⎞ e− jβ z ⎠
式中， H0 = H zm A 。
将(1)式代入横向场分量的表达式，可得
Ey
=
jωµ kc
∂H z ∂x
⎟⎟⎠⎞2
小于媒质中的光速，与频率、波导的口面尺寸、波导中的媒质 ε r 及媒质中的光速有
关。 群速、相速、光速的关系是
(3) 截止波长
vp
⋅ vg
=
⎜⎛ ⎜⎝
c光 εr
⎟⎞2 ⎟⎠
λc =
2 ⎜⎛ m ⎟⎞2 + ⎜⎛ n ⎟⎞2
⎝ a ⎠ ⎝b⎠
它与传输模式、波导的截面尺寸有关。
117
习题八
(4) 波导波长
解： 相速是电磁波等相位点移动的速度。群速是包络波上某一恒定相位点移
114
《电磁场与电磁波》——习题详解
动的速度。 根据平面波斜入射理论，波导内的导行波可以被看成平面波向理想金属表面斜
入射得到的，如图 8-1 所示。从图中可以看出，由于理想导体边界的作用，平面波
从等相位面 D 上的 A 点到等相位面 B 上的 M 点和 F 点所走过的325λ0 = 3.976 cm
⎝ 2a ⎠
β = k 1− ⎜⎛ λ0 ⎟⎞2 = 0.755k = 1.58×10−2 rad/m ⎝ 2a ⎠
Z = TE10
射频电路与天线（华工）试卷及答案,华工射频电路天线,习题答案参考,试卷资料,电信学院大三
射频电路与天线（华⼯）试卷及答案,华⼯射频电路天线,习题答案参考,试卷资料,电信学院⼤三⼀、填空题1、⽆耗传输线终端短路，当它的长度⼤于四分之⼀波长时，输⼊端的输⼊阻抗为容抗，将等效为⼀个电容。
[见P19段路线输⼊阻抗公式1-45]2、⽆耗传输线上驻波⽐等于1时，则反射系数的模等于0。
3、阻抗圆图上，|Γ|=1的圆称为单位圆，在单位圆上，阻抗为纯电抗，驻波⽐等于⽆限⼤。
4、只要⽆耗传输终端接上⼀个任意的纯电阻，则⼊射波全部被吸收，没有反射，传输线⼯作在匹配状态。
[ZL=ZC才能匹配]5、在传输线上存在⼊射波和反射波，⼊射波和反射波合成驻波，驻波的最⼤点电压值与最⼩点上的电压值的⽐即为传输线上的驻波⽐。
6、导纳圆图由等反射系数圆、等电抗圆和等电阻圆组成，在⼀个等电抗圆上各点电抗值相同。
7、圆波导的截⽌波长与波导的截⾯半径及模式有关，对于TE11模，半径越⼤，截⽌波长越短。
[⽆论是矩形波导，还是圆波导，截⽌波长都与a(矩形时为宽边，圆时为半径)成正⽐。
圆波导主模TE11，次模TM10]8、矩形波导的⼯作模式是TE10模，当矩形波导传输TE10模时，波导波长（相波长）与波导截⾯尺⼨有关，矩形波导截⾯的窄边尺⼨越⼩，波导波长（相波长）越长。
[见P45-相波长（波导波长）的公式，可知其只与某⼀频率和截⽌波长有关，且与截⽌波长（=2a）成反⽐，与窄边b⽆关。
矩形波导主模TE10，次模TE20]9、在矩形谐振腔中，TE101模的谐振频率最⼩。
[矩形谐振腔主模TE101]10、同轴线是TEM传输线，只能传输TEM波，不能传输TE或TM波。
[都能传，但⼤多数场合⽤来传TEM波]11、矩形波导传输的TE10波，磁场垂直于宽边，⽽且在宽边的中间上磁场强度最⼤。
[P46倒数第三⾏，磁场平⾏于波导壁⾯。
电场沿x轴正弦变化，在x=a/2处电场最⼤。
]12、圆波导可能存在“模式简并”和“极化简并”两种简并现象。
13、矩形波导中所有的模式的波阻抗都等于377欧姆。
第4章--微波谐振腔
QL1 Q01 Qe1
QL
Q0 Qe Q0 Qe
Q0
1 Q0
Qe
第四章 微波谐振腔
二、谐振腔的电磁能量关系及功耗
微波谐振腔中电磁能量关系和集总参数LC 谐振回路中能
量关系有许多相似之处，如图。
第四章 微波谐振腔
但微波谐振器和LC谐振回路也有许多不同之处。 1.LC谐振回路的电场能量集中在电容器中，磁场能量集
3.讨论
1）多模性。m、n、q的不同组合导致多种不同场分布的
谐振模式，记为TE mnq和TM mnq，其中下标m、n和q分
别表示场分量沿波导宽壁、窄壁和腔长度方向上分布的驻 波数。
2）单模谐振。矩形波导中可单模传输TE10,故矩形腔只可 能单模谐振TE10q中之一种。
第四章 微波谐振腔
单模传输TE10条件
(f0D)2的坐标系内，则可得到一系列的
直线，这些直线构成了右图所示的模
式图。即使同一个腔长，对于不同的
模式都会同时谐振于同一个频率上，
这就是圆柱腔存在的干扰模问题。
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第四章 微波谐振腔
为了使谐振腔正常工作，就必须合理选择工作方框，使工 作方框内不出现或少出现不需要的干扰模式。工作方框是以
1、 TM010模
圆波导TM01模的截止波长c = 2.62R和p = 0
圆柱腔TM010模的谐振波长0的计算公式为0 TM010 2.62R
2、TE111模
圆柱腔TE111模的谐振波长0的计算公式
为3、TE011模
0 TE111
1
1 3.41R
2
1 2l
2
圆柱腔TE011模的谐
振波长0的计算公式
2）谐振具有多模性
【doc】圆波导结构中TM0和TE0模式传输特性的时域分析法
圆波导结构中TM0和TE0模式传输特性的时域分析法NO31994黻彼伊狠SerialN0.38～D圆波导结构中TM.和TE.模式传输特性的时域分析法TIMEDOMAINMETHODFOR TRANSMISSIONCHARACTERISTICSOFTM ANDTEMODESINCIRCULARW AVEGUIDES/上海工业大学兰型j量谢处方年ZhangWenjun.GaoLei,XkChufang(ShanghaiUniversityoftechnology,200072ShanghaiC hina)摘要本文提出7一种适合于求解各类复杂圃皮导结构TE.和TM.模式的截止频率和色散曲线的FDTD分析方法,并可在一维空间中加以处理,大大提高了计算效率和减少了存贮量.本文对圃波导中TE.和TM.模式的截止频率和色散曲线进行j计算和分析,同时分析j网格剖分对计算结果精度的影响,并与已知的理论结果进行7比较,证实j这一方法的可靠?l生.作为实例,计算和分析了表面波圃波导结构的色散曲线,所得结果与实验结果和其它数值方法计算结果基本吻合. AhstractThemodifiedFDTDmethodforstudingvariouscomplicatedcircularwaveguidesis presented,inthispaper,andisusedtocalculatethecutofffrequenciesanddispersiondiagramsofTEoandTMomodes inthesecircularwaveg—uides.Inthisway,theproblemcanbetreatedonlyinonedimensional,thememoryandtheamo untofcomputationismorereduced.Thecutofffrequenciesanddispersiondiagramofhollowcircularwaveguides areanalysedandcomputedusingthisFDTDmethod,andtheeffectoflatticehumbertoaccuracyofresultsisdiscussed,an dthereliabilityofthis methodisprovedbycomparingwithknownanalyticalresults.Asanexample.thedispersiond iagramofaclosedsur—facewavecircularwaveguideiscalculated,andcomparedwiththeresultsofothernumerical methodandexperiments.关键词FDTD法,圆波导结构,传输特性.KeyWordsFDTDmethod,Circularwaveguides,Transmissioncharacteristic一,引言多层介质和表面波等各类复杂的圆波导结构在微波技术和光纤技术中都得到了广泛的应用.对这类导波结构的研究方法很多,一般都是在频域进行分析的,不同程度存在着一定的局限性..文献.中提出了一种通用的多层介质圆柱结构色散特性的求解法,弥补了一些方法中不同结构需要采用不同的数值分析实现手段的局限性,但由于其用到矩阵和逆矩阵运算而不利于发挥现代计算机技术的虚拟存贮功能的优势.时域有限差分(FDTD)方法近年来广泛成功地应用于散射和瞬变电磁场问题的分析,同时它对特征值问题分析也是一种很有效的数值分析手段..在时域分析频域问题,可以快速有效地计算出整个频谱和场的分布,具有能分析和研究各种复杂结构和非线性媒质构成的谐振腔和波导结构特性的优势,与传统频域法相比其适用性更强更广.用FDTD法加DFT变换可以分析和计算各类谐振腔和波导结构的特征值,其中也提出了各种研究圆波导结构的FDTD法,如文献[6]和[43提出的用于研究圆波导结构的圆柱坐标中的FDTD法,并获得了满意的计算结果,所不同的是前者是在圆柱导渡结构的横向面上采用拱形网格剖分,而后者是在纵向面上采用矩形网格剖分.本文针对各类圆波导结构中电磁波.国家教委留学生司和上海市高教局资助之研究项目46N031994黻彼嗲狠SerlalN0.38模式的特点,提出了一种用以分析圆波导结构中TE.和TM.模式的截止频率和色散特性的FDTD法,并可以在一维空间中处理和研究上述模式的传输特性问题,大大简化了分析过程,节省大量的计算量和存贮量.另外,本文提出的采用数值积分对FDTD计算所得的时间序列直接进行傅氏变换以求得所关心频率段上的频谱,可提高频域结果的精度和计算效率.本文首先对空芯圆渡导的截止频率和色散曲线进行了计算,并与理论结果进行了比较,证实了FDTD法的有效性和可靠性,同时分析了网格剖分对计算结果精度的影响最后,作为实例计算了一表面波圆波导结构的色散曲线,并与文献[2]的计算结果以及实验结果进行了比较,三者结果基本吻合.二,时域分析实现方法在圆柱坐标中,考虑充填同轴非均匀各向同性介质或带有导体芯的圆波导结构,即,圆波导内介质层的介电常数可描述为其半径r的函数￡(r).假设在传输方向z上,渡导结构是均匀的(不变化).此时对于TE.和TM.模式,该波导结构中各场分量与坐标z的依赖关系可用因子exp(-j肚)描述,时域的MAXWELL方程可以改写成:10(rHd)口:i0Ez一胆一E)(1a)TE(1b)e一一些8r一rJ一…j这样,将此类波导结构特性分析转化成了一个在一维空间中分析的问题,利用上述公式可以计算和分析相应模式的时域场.在分析和计算TE.和TM.模式的截止频率和场分布时(8一o)分别只需要二个场分量.一●一▲一●一▲一●/tD一1n一1J2DD+1ⅡHI1:E-,E..Ee.▲:It-.H.Ite.图lFDTD法空间和时间网格剖分示意图根据FDTD法的原理,对方程(1)在空间和时间上进行离散.空间和时间网格剖分的方法及场分量在网格中的取样点位置示于图1中.根据图1中的网格剖分和各场分量的空间取样点位置,方程(1a)和(1b)可以用中心差分改写成FDTD的计算式:++蕊毒州)H1)_()晌{(ij={(ij+盯{(i)l(i)=Hgi)+[i+吉)(i一一÷(i)(2a)47暇一一暇州拙帅NO31994微彼狠SerialNO38(i)【i)一[{(|+专)_m+{(i一一{(i)H{(i)=婶一号(i)+n(i)H(i+{)=H(i+{)一A T+1)E+1)一i日(i)](2b)其中,1=√/,Ar=C.△t,C.为自由空间中的波速.在采用FDTD法研究场问题时应当考虑计算的稳定性,根据偏微分方程的差分方程的稳定性条件,当时间步长取为.At≤ar[1+()卜{(3)时,差分方程组(2)的稳定性就可以得到保证采用FDTD法开始计算圆波导结构中各模式的时域场时,需设置一初始场也就是激励源,它的选择应以能激励众多模式为准.可以在时间t一0时选择若干任意的空间取样点的场量值为一有限值(比如取归一化值1),而其余场分量值都设置为零,以保证激励足够多的模式.边界条件应根据具体的结构加以处理,硬边界的处理相对简单,只需在这类边界网格上的切向电场分量设置为零即可.不同介质问分界面的边界处理可以采用等效介电常数法,取分界面上两种不同介质介电常数的平均值代入FDTD公式进行计算.对于开式结构可以采用吸收边界条件来限定其计算空间,但这一虚拟边界必须建立在足够长半径的圆柱面上.从FDTD计算所得的时域场分量的结果中,选取任意一空间取样点上的场分量时间序列{x(n)},通过离散博里叶(DFT)变换可以得到相应的离散频谱x(n),根据频谱上出现的最大峰值点的位置,确定相应的频率,这些频率就是相应模式的截止频率.或对应于给定口值的频率频率计算结果的分辨率与FDTD计算的时间步长和时间步数成正比关系,即△f一(4)其中,N为总的时间步数.在采用时域法分析圆波导色散特性时,是根据一系列给定的传播常数p值,来求解相对应的频率,另一方面,为保证FDTD计算的稳定性,时间步长值的选择也与给定的p值有关,因此必须变动总时间步数N,以保证计算所得的色散曲线具有相近的分辨率.在所需的计算结果分辨率△f 下,N应取N≥[(—).+(告)]{(5)在实际应用中,采用DFT去求相应模式的一系列截止频率,其计算效率是比较低的,因为DFT的N/2个值是非均匀分布在非常宽的频带上的(0~1/2atHz),而往往所关心的和有意义的只是其很小的一部分.另外,所得频率的分辨率是不高的,见式(4),它对确定相应凝率是很粗糙的.采用数值积分直接进行傅氏变换可以较好地解决这一问题,它不仅可直观地确定所关心的频谱,减少不必要的附加计算量,而且可更精确地确定截止频率.rx(f)=Jx(t)exp(一j2ft)dt墨2x(n)exp(--j2~nfat)At(6)为了使计算结果具有一定的普遍性,适用于不同几何尺寸的同一结构的波导特性,在本文中采用了归一化值.归一化频率取为K.a,其中Ko为自由空间的波数,归一化相位常数取为B/K..三,计算实例与分析各类圆柱导波结构都是由各种同轴介质层和导体的不同组合而成的.其波导结构中TE.和TM.模式的截止频4BN031994微彼佩SedaINO38率可以采用上述的FDTD法和数值积分的博里叶变换进行计算和分析.为了验证其计算与分析结果的可靠性,首先对已知理论解析结果的空芯圆波导采用时域方法计算其一系列截止频率.在图2中分别给出了这种圆波导的TM.模式的某一空间取样点上场分量的时域结果和经傅里叶变换后得到的其相应的归～化频谱.在计算中,取了空间剖分间隔Ar=a/20;时间步长At=Ar/C.;时间步数为N一8000.从图2中示出的归一化频谱来看,在相应模式的一系列截止频率上都出现了幅度不等的明显峰值,因此采用FDTD和傅里叶变换很容易就能得到圆波导相应模式的截止频率,且一次计算即可求得在宽频带上的一系列截止频率,这是频域方法很难实现的.暑式的时域场分量(a)及其相应的归一化频谱(b)在表1中给出了采用不同网格数进行截止频率计算的结果,并给出了相应的理论解析结果.考虑到计算结果的频率分辨率应该是相同的才有意义进行比较,因此在计算中网格数与时间步数之比取～常数,即当网格细分时(网格数增加),时间步长也随之缩小,只有增加时间步数才能保证相同的频率分辨率.从表中可见,FDTD法计算结果的精度随着网格数的增加而提高,当网格增至一定值以后,计算结果精度的提高是极有限的,因此,应该在计算量和精度之间作出合适的选择.表1FDTD法计算所得的归一化截止频率K.a和理论结果a/ArNTM.lTE01TM.2TE0TM.3TE∞TM0'1040002.40393.83175.51677.O1558.650410.173311.?8658080002.40463.83175.51957.O1568-656110.1'/'3411.'/'90230120002.40473.83175.51987.01568.酷3310.173411.'/'90840160002.40483.83l75.51997.01568.653510.173511.7913理论解析结果8.40483.83175.52017.01568.653710.173511.7915图3给出了空芯圆波导结构中TM.和TE.模式色散曲线的FDTD计算结果,井给出了理论解析结果(实线),比较两者色散曲线可见符合得相当好,说明采用FDTD法去分析和研究圆波导的传输特性是切实可行的49N0.31994微彼伊狠SeriaIN038图3空芯圆波导TM.和TE.模式色散曲发的FDTD计算结果(0)和解析结果(实线)表面电磁波是近二三十年来才得到广泛研究和应用的新型电磁导渡结构,表面波圆柱导波是其中的一大类.它是在导体圆柱芯上覆盖多层同轴介质层和(或)同轴的导体筒柱构成的,应用的领域很广.由于这类导渡结构中的主模是TM.模式,更能显示出本文时域分析法的有效性.一种用于测量介质介电常数的闭式表面波圆波导结构的实验模型是由一段同轴电缆的金属内芯(半径为a一0.56ram)和聚乙稀包层(r一3.6ram),外面加上一同轴的金属圆柱筒构成的,实验中在其两端加上短路板,构成一表面渡谐振腔..其主模色散曲线的FDTD计算结果(实线)和文献[2]方法计算的结果(o)以及测量结果(+)示于图4中.从中可见,三者结果基本一致.被测介电常数可从图4中读出,其平均值为2.34.这种表面渡导渡结掏旰l于删最介质的介电常数是比较理想的,结构也很简单.圈4一种闭式表面波导波结构主模TM.色散曲线的FDTD计算结果(实线),文献[2]方法计算结果(O)和实验结果(+).用时域法去分析和计算各类渡导结构的频域特征值问题是很有意义的一种尝试,它能为各类复杂圆波导结构提供一种更有效的数值分析方法.采用FDTD法对圆波导中特定模式截止频率,色散曲线和场强分布的计算与分析,避免了复杂的解析过程,通过与理论结果和实验结果的比较,证明是有效和可靠的,对于分析复杂的圆波导结构更能显示其优越性,比如,对于具有渐变介电常数的介质层结构,其有效性和可靠性更为显着.本文方法特别适用于复杂表面波导波结构的分析,只需稍加修改就可用于研究存在各向异性和有耗介质层的圆波导结构.此方法对于光纤结构分析无显着优点,因为光纤的主模并非TM.或TE.模式,但是,利用此思路,采用二维或三维空间网格处理,是可以用时域法分析光纤及偏振光纤传输特性的,以简化分析过程,提高数值分析有效性和通用性.参考文献c1]黎滨洪,表面电醴渡和介质波导,上海交通大学出版社,199o.2]张文俊"多层圆波导色散特性通用隶解法《上海工业大学)V o1.13,Nm5.pp.418--423,1992[3]nH.Cholteta1..TheFDTDmethodanditsapplleadontoeen衅problem*皿EETrans.V o1.MTT--34,No.12?PP.1464--1470t1986.[4]W.J.zh皿g,et."TheFDTDmeth~foreigenvalueprobk肼oicndrlca]multlhyerdielectricrunur髑ISRI~93,Beijing.pp,61—64,Oct.1093.[5]Z.Bi,eta1.胁finite--~fferencetime--domainanslysisr∞.nat 岫.l1gdigitalfilteringandpenn】rⅡestimationtechniquesIEEETrans.,V o1.MTT一40,No.8,PP]611—1620,1992.[6]郑国武等.一种用于研究四柱形导渡结构的时域分析方法《微波)N"2,pp1217,1993.["张文俊等,"用多层介质圆波导结构浏量舟电常数1993年全国微波会议论文集,PP.1269--1272,合肥,1993.初稿收到日期:94年2月28日定稿收到日期:94年4月8日50_1J●●Il●●4I{II】I'1』一_。
第10章 波导----TE波、TM波传输系统
[
j
Ez x
H z y
]
Ey
1 kc2
[
Ez y
j
H z x
]
用电磁场的纵 向分量可以完 全表示横向分 量-----只要求出 纵向分量，就 可以得出电磁 场的全部分量
Hx
1 kc2
[
j
Ez y
H z x
]
----规则波导中 不存在TEM波
kc2 2 2
（单导体波导）
----kc截止波数
均匀介质、无源区简谐波的Maxell方程
m
a
x)
x) cos(
cos( n
b
n
b
y)
y) e jt e jt z
z
Hy Hz
kc2 H0
n c( obs()mH0
a
cos(m x) sin( n
x) cosa( n
b y)e jt z
b
y) e jt z
kc2
( m
a
)2
( n
b
)2
2 ( m )2 ( n )2 2
a
b
表示衰减的场分布，矩形波导中不能传播相应的电磁波
1、γ为虚数时，kc < k，表示沿z正向传播的电磁波
j
k 2 kc2 j
2 ( m )2 ( n )2 j
a
b
波导中能够维持TEmn或TMmn模式的传输
即要求： 2 ( m )2 ( n )2
a
b
要求波长满足
2
2
( m
a
)2
( n
边界条件
1，x 0,0 y b, Ez 0, 左璧
A0
电磁场与微波技术毕业论文题目
e川丈普毕业论文（设计）题目_________________________________________ 学院____________________ 学院 ________________ 专业_________________________________________ 学生姓名______________________________________ 学号______________________ 年级 _________ 级指导教师______________________________________一教务处制表一二◦一五年九月•二十日、论文说明本团队专注于原创毕业论文写作与辅导服务，擅长案例分析、编程仿真、图表绘制、理论分析等，论文写作300起，所有定制的文档均享受免费论文修改服务，具体价格信息联系二応⑺，同时也提供对应的论文答辩辅导。
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矩形波导TM11-TE10模式转换器的初步设计
矩形波导TM11-TE10模式转换器的初步设计马军;王弘刚;杜广星;钱宝良【期刊名称】《强激光与粒子束》【年(卷),期】2014(026)006【摘要】设计了一种矩形波导隔断插板式TM11-TE10模式转换器.其结构是在矩形波导横截面窄边的中部,平行于横截面宽边插入一块金属平板,将其等分为上下两个矩形波导,将TM11模式转换为分别位于上下两个矩形波导内相位相反的TE10模式.然后分别在上下两个矩形波导内,平行于窄边等间距地插入一组金属薄板.TE10模式微波经过轴向长度差为合适值的上下两组插板后,相移差变为180°,使原本相位相反的TE10模式转为同向,最后通过阻抗渐变合成单个波导的TE10模式.该模式转换器可与带状电子束高功率微波源共轴,其横向最大尺寸可与带状电子束高功率微波源矩形输出口保持一致,轴向长度较短,结构简单、紧凑.利用有限元算法仿真软件,对该设计方案进行了验证和初步优化设计.初步的设计结果表明:当相对带宽为10％时,TM11至TE10模式的转换效率大于0.45 dB,可满足带状电子束高功率微波源对输出结构的设计要求.【总页数】6页(P15-20)【作者】马军;王弘刚;杜广星;钱宝良【作者单位】国防科学技术大学光电科学与工程学院,长沙410073;国防科学技术大学光电科学与工程学院,长沙410073;国防科学技术大学光电科学与工程学院,长沙410073;国防科学技术大学光电科学与工程学院,长沙410073【正文语种】中文【中图分类】TN811;TN814【相关文献】1.33～38GHz同轴-矩形波导转换器的设计 [J], 万厉斌;关亚林2.UHF宽带同轴-矩形波导转换器新结构 [J], 刘建生;居继龙;李钦3.矩形波导到高功率过模圆波导模式转换器的设计 [J], 龚云峰;谢拥军;蒋永辉;雷斐然4.小型气密矩形波导-同轴转换器的研制 [J], 王洁;崔敏;雷国忠5.圆波导TM_(01)-矩形波导TE_(10)模式转换器 [J], 郭乐田;黄文华;孙钧;宋志敏;邢笑月因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。