正交通道中I／Q不平衡估计与补偿研究
MAXIM__WCDMA终端 EVM 指标分析
3
等式25
设输入为
x s. cos ω o. t 等式26
注意上式中 s 为一窄带包络信号 均值为 0 将该输入信号代入等式 25 并化简 仅保留通带 范围内的项 我们得到输出信号包络为
z s 3 4 . µ. s 3 等式27
ห้องสมุดไป่ตู้
现在计算 z 与 s 之间的互相关系数 根据互相关系数的定义可以得到
ρ E ( z. s) E(s ). E(z )
2 2 2 E(s . (1
0.75 . µ . s ) )
2
等式28
2 2
2 2 E(s ). E s . (1
0.75 . µ . s )
有上式可以看出 如果 s 为一定值 即恒包络情况 互相关系数等于 1 对应的 EVM 值为零 在利用上式计算时 需了解信号峰值的概率分布情况 现考虑一个特例 假如 s(t)为一高斯过程 我们将高斯分布函数代入等式 28 可得到下面等式
利用等式二可以求出此时的 EVM 值为
EVM2 β 2 等式15
!" 本振泄漏对 EVM 的影响 考虑调制器输出端的信号波形 我们发现泄露的本振功率刚好是该点的误差波形 和载波泄露 dBc 的定义我们可以得到
EVM3 10
ξ 20
根据等式二
等式16
!" 本振相位噪声对 EVM 的影响 我们可以从星座图的观点来考虑该问题 如右图所 示 相位噪声使得取样点在切向形成一个分布 设s 的幅度为1 则误差矢量E的均方根 即EVM值 该 值刚好为相位 的均方根值 本振的相位噪声为一 个随机过程 (t) 设其功率谱密度为Gθ(ω),相关函 数为Rθ(τ) 在一般测试EVM指标时 总是根据一段 时间内的测试点进行统计 假定我们从-T/2到T/2 时刻均匀抽样 设0时刻的抽样值无误差 即考虑0 的方差为 时刻 (t)=0 那么在τ时刻 R(0)-|R(τ)| 在-T/2到T/2时间段内的平均方差为 注 Rθ(τ)为偶函数 在τ>0时 单调递减
基于零中频结构的数字电视调制系统研究
４ 正交解调器 ， ） 将从 功放后 的射频信号耦合送人正 交解调器 ， 解调出模拟 Ｉ 信号 ； Ｑ
５ 双通道 Ａ ） Ｄ器件 ， 将解 调的模拟 Ｉ Ｑ信号转换为数
Ａ， ） 则正交调制信号为Ｉ ＣＳ ｔ Ａ× ｓ （ｔ 。假 ｘ ＯＣ ＋ Ｑ× ｉ ｔ ＋△ ） Ｏ ｎｏ
设 ， ＣＳ ， ｓ Ｏ， 交 调 制 后 产 生 单 音 信 号 ： Ｏ Ｑ： ｉ ｔ正 ｎ
字Ｉ Ｑ信号 ， 送入 Ｆ Ｇ Ｐ Ａ或 Ｄ Ｐ Ｓ 器件完成数字解调。
熬 洲年 卷 总 烹 第 第期第 期 。 。 ｃ
一
－
Ｏ． ５ １Ｏ ．
２ ）如 果 ≠ １ △ ０， 交 调 制 信 号 变 成 且 ＝ 正
， ＣＳｏ＋ Ｑ× ｉｔ ； 推 导 出 调 制 后 信 号 幅 度 为 × ＯＣ Ａ× ｓ ｏ 可 ｔ ｎ ｔ
一
＊
—
一
－
１５ ． —１５—１０— ５ ０ ５ ． １５ ． ． ０． ０ ． １ ０ ．
３ 非理想特性 的性能分析
如前所述 ， 由于调制 系统实 际应用时的非理想特性 ，
织 、 Ｆ Ｍ调 制 、 ＯＤ 成帧等基带信号处理功能 ， 出数 字 Ｉ 输 Ｑ
信号 ；
２ ）双 通 道 Ｄ Ａ器 件 ， 用 Ａ Ｉ 司 的 Ａ ９Ｘ 选 Ｄ公 Ｄ ７ Ｘ系列
会 产生落在带 内的镜像信 号 ， 对射频信号 的性 能指标有
Ｙ ＡＮＧ ｉ ＹＡＮ Ｇ ｎ Ｆｅ ， Ｇａ ｇ
（ｃｏｌｏ ｎｏｍ ｔ ｎ ａ ｄ Ｅ ｇｎｅｉｇ ｏ Ｓｈ ｏ ｆ Ｉ ｒ ａｉ ｎ ｎ ｉ ｒ ，Ｃ ｍｍｕ ｉ ｔ ｎ Ｕ ｉ ｒｉ ｆ Ｃ ｉａ ｅｉｇ １ ０ ２ ，Ｃ ｉａ ｆ ｏ ｅ ｎ ｎｃ ｉ ｎｖ ｓｙｏ ｈｎ，Ｂ ｉｎ ０ ０ ４ ｈｎ ） ａｏ ｅ ｔ ｊ
信号发生器不确定度误差来源分析
• 181•从最早的测试声音设备的信号发生器，到现在的模拟信号发生器和矢量信号发生器，测试测量仪器领域不断进行技术更新与迭代。
尤其是现代最新的矢量信号发生器，能够产生复杂的电磁辐射信号，可以很好的满足移动及卫星通信、雷达测试、电子战、国防及航空航天等测试需求。
射频信号发生器用于表征产品的设计性能，针对具体测试需求选择合适的信号发生器，选择合适的产品后，需要仔细考虑整个测试系统的不确定度才能保证设备按预期工作。
因此有效的降低信号发生器不确定度变得越来越重要。
1 矢量信号发生器的组成矢量信号发生器通常由基带信号产生单元、载波产生单元、矢量调制单元等组成。
基带信号单元主要是采用两个DAC 经基带成型滤波器创建I 和Q 两路基带信号；载波产生单元是用来产生连续波信号；矢量调制单元首先将载波信号进行90°相移得到两路正交的载波信号，然后分别与两路基带信号进行调制，再相加得到矢量调制信号。
图1 波形相位不连续图2 信号的插值处理2 常见信号不确定度误差来源2.1 波形相位不连续矢量信号发生器中的任意波形发生器经常被用来反复播放一段采样波形，尤其是现在的5G NR 、4G LTE 等移动通信生产测试。
在用任意波形发生器进行波形回放的过程中，经常会遇到采样波形相位不连续的情况。
比如波形的结束和开始之间的相位不连续性引起的畸变，从而导致频谱再生和失真，如图1所示。
从图1中可以看出采样波形并不覆盖整个周期波形，因此在采样的过程中，建议使用整数个采样点进行仿真，同时选择比较大的波形回放存储器，保证采样过程中不发生波形相位不连续的情况。
2.2 过采样插值信号处理中，经常会用到插值，即从已知的采样信号恢复需要关注的其它时刻点的信号样值。
如图2所示，从红色采样点“x ”恢复蓝色样值“o ”的过程，即为插值。
基带信号发生器采用插值算法进行二次采样和重构波形。
由于插值会出现过冲，导致数模转换器出现误差，导致无法输出正常的设计信号，如图3所示。
ADI_0416_Presentation
+10% Quadrature Gain Error
+1% Quadrature Offset Error
1o Quadrature Phase Error
fLO
fLO
fLO
12
导致解调星座图质量如此之差的原因是什么？
码元 决策 阈值
如果码元落在 框的边缘或外部 就会发生比特误差
LO正交相位分离较差（解调器） 完整星座图的直流失调（可能是发射机中LO到RF泄漏） 噪声放大了星座点的足迹（接收机噪声系数不佳）
双通道ADC中的 失调
ADC
LPF
元件不匹配
26
IQ解调器重要性能规格—LO至RF泄漏
-60dBm
-30dBm(~20mVp-p) -40dBm
FLO
A
-70dBm
LNA
泄漏
B
C
X
ADC
目标
0dBm
假设 从A到C的增益 =30dB LO至RF泄漏 ~ 60dB
FLO
如果某些LO泄漏到RF输入，它会在混频器中与自身混频（相乘），在恢复
7
零中频接收机优点和面临的挑战
优点：
元件数量少使得系统成本更低 无需镜像抑制滤波器 基带滤波要求更宽松 基带增益级实现省电
挑战：
基带上存在直流失调 自混频 失调电压 相对零点频率对称出现镜像 相位和幅度上I/Q失配 偶数阶非线性 靠近目标信道的两个高频干扰信号可导致目标带宽范围内的偶数阶非线性
可选前端
从机时钟输入 同步输入 2
16 + 1个LVDS 线对( 500 Mbps) 250MHz DDR SPI
基于LabVIEW的正交振幅调制系统实现与研究
［ 文章编号］１７ — １４２ １）３０ ３－ ２ ６ ３ ０９ （００２— ０ ６０
２ 正 交振 幅调制 系统程 序设计
数字 调制技术对 提高通信 系统性 能起到 十分重要 的作用 ．
在 现 代 通 信 系 统 中 得 到 了 广 泛 的 应 用 。 正 交 振 幅 （ ｕ ｄａｕｅ ２Ｉ 采 集 卡 驱 动 程 序 设 计 Ｑ ａｒｔｒ ． Ａ ｐｉ ｄ ｄ ｌ ｏ ， Ａ 就是一种频谱利用 率很高 的调制方 ｍ ｌｕ ｅＭｏｕａ ｎ Ｑ Ｍ） ｔ ｉ ｔ 将 音 频 信 号 通 过 采 集 卡 采集 到计 算 机 。 里 的音 频 信 号 是 由 这 式 ， 在 中 、大 容 量 数 字 微 波 通 信 系 统 。 线 电视 网 络 高 速 数 据 其 有 信 号 发 生 器 产 生 的 ０ ２ ｋ ｚ的低 频 信 号 。通 过 Ｕ ２ １ ～０Ｈ Ａ ０ ２型 Ａ Ｄ ／ 传 输 ， 星 通 信 系 统 等 领 域 得 到 了广 泛 应 用 。 随 着 计 算 机 技 术 、 卫 采 集 卡 采 集 到 计 算 机 ， 号 采 集 程 序 设 计 如 图 ２ 示 。程 序 设 计 信 所 数 字 信 号 处 理 技 术 、 规 模 可 编 程 集 成 电 路 的 不 断 发 展 ． 字 调 大 数
制 技 术 的 实 现 方 法 也更 加 灵 活 、 加 多样 化 。本 文采 用 功 能强 大 思 路 ：首 先 调 用 采 集 卡 Ｏ ｅ Ｕ ２０库 函 数 。该 函数 用 于 打 开 更 ｐｎ Ａ ０
的图形化编程软件 Ｌ ｂ ＩＷ 实现 Ｑ Ｍ数字调制 技术 ．体现 了 ａＶＥ Ａ Ｕ ２１ Ａ ０ ２设 备 ， 得 设 备 句 柄 ， Ｕ ２ １ 取 对 Ａ ０ ２操 作 时 ， 首 先 执 行 该 应
数字中频的设计_完全版
电信科学技术研究院硕士学位论文
-2-
数字中频技术在 TD-SCDMA 基站系统中的应用和实现
§1.3 数字中频的优点
§1.3.1 传统超外差射频收发信机
传统的超外差结构的射频接收机和发射机如图 1-1 所示：
一次混频
带通 低噪声 滤波器 放大器
带通 滤波器
放大器
射频本振
二次混频 A/D I
cos
中频本振 sin
I/Q 信号幅度不平衡
电信科学技术研究院硕士学位论文
-3-
第一章 前言
幅度不平衡是由于 I/Q 是两路经过各自独立的信道进行处理所引起的；幅度 不平衡引起信号失真，如图 1-2 所示。
码片速率 码道间隔 基本帧长 多址方式 话音业务 数据业务
功率控制 调制方式 切换方式
1.28MHz 1.6MHz 5ms CDMA+TDMA+SDMA 8/12.2kps 移动环境下可达到 384kbps 非对称业务可达到 2Mbps 闭环功率控制和开环功率控制
北斗二代B1频点导航接收机的研究与实现(iii)
生截短产生。导航电文根据速率和结构不同分为D1 （50b/s）导航电文和D2（500b/s）导航电文，在D1码 上调制有二次编码NH码，导航电文速率如表1所示。
Table 1. The navigation data rates of BD2 表 1.BD2导航电文速率
GEO I支路 Q支路 D2（500b/s） D2（500b/s） MEO/IGSO D1（50b/s），二次 编码（1kbps） D2（500b/s）
1 引言
北 斗 卫 星 导 航 系 统 （ BeiDou （ COMPASS ） Navigation Satellite System）是中国正在实施的自主研 发、独立运行的全球卫星导航系统。按照规划，北斗 卫星导航系统将由5颗静止轨道（GEO）卫星、3颗倾 斜同步轨道（IGSO）卫星和27颗中轨道（MEO）卫 星组成。其信号包括B1、B2、B3 三个频点的信号， 每个频点信号都由I、Q两个支路的“测距码+导航电 文” 正交调制在载波上。 测距码分I支路普通测距码 （C 码）和Q支路精密测距码（P码）。由于GPS发展的比 较早，也相对比较成熟，所以目前大多数的研究都是 针对GPS的，我们急需研制自己的北斗导航接收机。
基带码NCO控制 载波跟踪 环路鉴别器 载波环路 滤波器 载波 相位计数
AM1201 低噪放
1561± 20MHz 滤波器
SI4133 1561MHz本振
混频器
AD9288 采样
Figure 2. The RF module 图 2.射频模块
500us中断 读取IQ超 前、滞后、 即时相关值
C码跟踪 环路鉴别器
DSP读取伪距
同步信号
射频 模块
控制信号
基带 信号 处理
信号检测与估计知识点总结（2）
信号检测与估计知识点总结（2）第三章估计理论1. 估计的分类矩估计：直接对观测样本的统计特征作出估计。
参数估计：对观测样本中的信号的未知参数作出估计。
待定参数可以是未知的确定量，也可以是随机量。
点估计：对待定参量只给出单个估计值。
区间估计：给出待定参数的可能取值范围及置信度。
(置信度、置信区间) 波形估计：根据观测样本对被噪声污染的信号波形进行估计。
预测、滤波、平滑三种基本方式。
已知分布的估计分布未知或不需要分布的估计。
估计方法取决于采用的估计准则。
2. 估计器的性能评价无偏性：估计的统计均值等于真值。
渐进无偏性：随着样本量的增大估计值收敛于真值。
有效性：最小方差与实际估计方差的比值。
有效估计：最小方差无偏估计。
达到方差下限。
渐进有效估计：样本量趋近于无穷大时方差趋近于最小方差的无偏估计。
? 一致性：随着样本量的增大依概率收敛于真值。
Cramer-Rao 界：其中为Fisher 信息量。
3. 最小均方误差准则模型：假定：是观测样本，它包含了有用信号及干扰信号，其中是待估计的信号随机参数。
根据观测样本对待测参数作出估计。
最小均方误差准则：估计的误差平方在统计平均的意义上是最小的。
即使达到最小值。
此时从而得到的最小均方误差估计为：即最小均方误差准则应是观测样本Y 一定前提下的条件均值。
需借助于条)()(1αα-≥F V =????????-=2212122);,(ln );,(ln )(αααααm m y y y p E y y y p E F )(),()(t n t s t y +=θ)(t n T N ),,,(21θθθθ=),(θts {}{})?()?()?,(2θθθθθθ--=T E e E {}0)?,(?2==MSE e E d d θθθθθθθθθd Y f Y MSE )|()(??=件概率密度求解，是无偏估计。
4. 线性最小均方误差准则线性最小均方误差准则：限定参数估计结果与观测样本间满足线性关系。
基于DDWS的线性调频信号的产生
基于DDWS的线性调频信号的产生魏琳;李天池;杨刚【摘要】线性调频信号广泛应用于雷达中,其基带信号产生方法主要有DDS和DDWS两种.DDWS具有能够预失真的优点,并对系统进行了预失真补偿,波形改善效果明显.DDWS可采用FPGA和ASIC两种方式实现,并且用FPGA方式设计也是在为ASIC设计进行功能验证.ASIC比FPGA具有更高的工作速度和安全保密性.经过ModelSim SE 6.2b仿真,两种方式均可实现要求的功能.%LFM signals is widely used in radars. The methods of producing baseband signals of LFM are DDS and DDWS,who has the advantages of digital pre-distortion and pre-distortion compensation. The result of its waveform improvement is obvious. DDWS can be achieved by FPGA or ASIC. The design mode of FPGA also validates the function of ASIC design for DDWS. ASIC has higher working speed and safer confidentiality than FPGA. The simulation with ModelSim SE 6. 2b proves that both of the two modes can realize the required function.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2011(034)010【总页数】5页(P98-102)【关键词】DDWS;FPGA;ASIC;线性调频基带信号【作者】魏琳;李天池;杨刚【作者单位】航天二院25所,北京100854;航天二院25所,北京100854;航天二院25所,北京100854【正文语种】中文【中图分类】TN919-340 引言线性调频(LFM)信号是宽带雷达常用的信号形式。
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ｐ ｒ ｏ ｃ ｅ ｓ ｓ ｉ ｎ ｇ ，ｉ ｔ ｉ ｓ ｉ ｎ ｅ ｖ ｉ ｔ ａ ｂ ｌ ｅ ｔ ｈ ａ ｔ ｔ ｈ ｅ ｒ ｅ ｗｉ ｌ ｌ ｂ ｅ ｅ ｒ ｒ ｏ ｒ ａ ｎ ｄ ｍｉ ｓ ｍａ ｔ ｃ ｈ ．Ｂａ ｓ ｅ ｄ Ｏ ｎ ｔ ｈ ｅ ｉ ｍｂ ａ ｌ ａ ｎ ｃ ｅ ｏ ｆ Ｉ ／ Ｑ ｃ ｈ ａ ｎ ｎ ｅ ｌ ｓ ，
中图 分 类 号 ： Ｔ Ｎ９ ５ ７ ． ５ １ 文献标志码 ： Ａ 文章 编 号 ： １ ６ ７ ２ — ２ ３ ３ ７ （ ２ ０ １ ７ ） ０ １ — ０ ０ ０ ８ — ０ ５
Ｒ ｅ ｓ ｅ ａ ｒ ｃ ｈ ｏ ｎ Ｅ ｓ ｔ ｉ ｍａ ｔ ｉ ｏ ｎ ａ ｎ ｄ Ｃ ｏ ｍｐ ｅ ｎ ｓ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ｏ ｆ Ｉ ／ Ｑ Ｉ ｍｂ ａ ｌ ａ ｎ ｃ ｅ
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周 翔 。吕 幼 新
（ 电子 科 技 大 学 ，四Ｊ ｉ Ｊ 成都 ６ １ １ ７ ３ １ ）
摘 要 ： Ｉ ／ Ｑ 通 道 普 遍 存 在 于信 号 处 理 的 正 交调 制 和 解 调 过 程 中 。 严 格 的 正 交过 程要 求 Ｉ ／ Ｑ 两 个 通 道 的增 益 和 时 延 完 全 一 致 且 Ｉ ／ Ｑ 两路 中都 不 存 在 直 流 分 量 ， 同 时 还要 求 Ｉ 路 和 Ｑ路 的 本 振 信 号 的 相 位 精 确 的 相差 ９ Ｏ 。 。然 而 ， 在 实 际的 信 号 处 理 过 程 中 ， 难 免会 存 在 误 差 和 不 匹配 的情 况 。 基于 Ｉ ／ Ｑ 通道不平衡 的基础 ， 研 究 各种 不 平衡 因 子 对 Ｉ ／ Ｑ通道 性能的影响。 利 用提 出 的 补 偿 算 法 ， 在 对 存 在 不 同 幅 度 和 相 位 不 平 衡 的情 况进 行 仿 真 ， 仿 真 结 果 表 明在 不 同 的 不平 衡 条 件 下 ， 该 算 法 都 能 够 有 效 地 补 偿 不 平衡 ， 改 善 了 系统 性 能 。 关 键 词 ：正 交 通 道 ； Ｉ ／ Ｑ不平衡 ； 信 号处理 ； 数 字补 偿
ｉ ｎ Ｏｒ ｔ ｈ ｏ ｇ ｏ ｎ ａ ｌ Ｃｈ ａ ｎ ｎ ｅ ｌ ｓ
Ｚ Ｈ ＯＵ Ｘｉ ａ ｎ ｇ．Ｉ ＹＵ Ｙｏ ｕ ｘｉ ｎ
（ Ｕ ｎ ｉ ｖ ｅ ｒ ｓ ｉ ｔ ｙ ０ ／Ｅｌ ｅ ｃ ｔ ｒ ｏ ｎ ｉ ｃ Ｓ ｃ ｉ ｅ ｎ ｃ ｅ ａ ｎ ｄ Ｔ ｅ ｃ ｈ ｎ ｏ ｌ ｏ ｇ ｙ ｏ ｆ Ｃ ｈ ｉ ｎ ａ，Ｃ ｈ ｅ ｎ ｇ ｄ ｕ ６ １ １ ７ ３ １ ，Ｃ ｈ ｉ ｎ ａ ）
第 １ 期
２ ０ １ ７ 年 ２月
雷达 科 学与 技 术
Ｒ ａｄａ ｒ Ｓ ｏ ｉ ｅｎｃｅ ａｎｄ Ｔ ｅｃｈｎｏ Ｉ ｏｇ ｂｒ ｕａ ｒ ｙ ２ ０１ ７
正 交通 道 中 Ｉ ／ Ｑ 不 平 衡 估 计 与 补偿 研 究