射频微电子第二版(拉扎维)勘误
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微波技术基础—勘误精简版1
《微波技术基础》第二版 ——勘误和删补 绪论
P2：第 1、3 行： “Y 射线”改为“ γ 射线” P4：第 13 行： “90GHz”改为“94GHz”
第一章
P7： P9： 第 3 行： “导模导行波”改为“导模是指导行波” 式 1.2-24、式 1.2-25 的所有“ ∇ ”均改为“ ∇ t ”
”改为“ e mn ” 式 2.3-11 中： “e ′ ”改为“根为 umn ′ ” 式 2.3-12 上面一行中的： “根为 μ mn
′ ”改为“ umn ′ ” 式 2.3-12 中： “ μ mn
式 2.3-13：改为 H zmn ( r , ϕ , z ) = H mn J m ⎜ 式 2.3-14a~2.3-14f 改为：
2
2
第 19 行： “ E0 z ( t ) 的下标“0z”表示横向分布的系数与变量无关”改为“ E0 z ( r ) 的下 标“0z”表示横向分布函数与变量 z 无关” 第 21 行： “ kc ”改为“ − kc ”
2 2
2
式 1.2-32：改为“ ∇ t E0 z ( r ) + kc E0 z ( r ) = 0 ”
′ ⎛ umn ⎝ a
⎞ cos mϕ − jβmn z r⎟ e ⎠ sin mϕ
（2.3-14a） （2.3-14b） （2.3-14c） （2.3-14d） （2.3-14e） （2.3-14f）
⎛ u ′ ⎞ cos mϕ m jβmn z H zmn (r , φ , z ) = H mn J m ⎜ mn r ⎟ e ⎝ a ⎠ sin mϕ cos mϕ m j βmn z j β u′ u′ ′ ( mn r ) H rmn = m H mn 2 mn mn J m e sin mϕ kcmn a a j β m ⎛ u′ ⎞ − sin mϕ m j βmn z H ϕ mn = m H mn 2 mn J m ⎜ mn r ⎟ e kcmn r ⎝ a ⎠ cos mϕ Ermn = ± ZTEmn Hϕ
P2：第 1、3 行： “Y 射线”改为“ γ 射线” P4：第 13 行： “90GHz”改为“94GHz”
第一章
P7： P9： 第 3 行： “导模导行波”改为“导模是指导行波” 式 1.2-24、式 1.2-25 的所有“ ∇ ”均改为“ ∇ t ”
”改为“ e mn ” 式 2.3-11 中： “e ′ ”改为“根为 umn ′ ” 式 2.3-12 上面一行中的： “根为 μ mn
′ ”改为“ umn ′ ” 式 2.3-12 中： “ μ mn
式 2.3-13：改为 H zmn ( r , ϕ , z ) = H mn J m ⎜ 式 2.3-14a~2.3-14f 改为：
2
2
第 19 行： “ E0 z ( t ) 的下标“0z”表示横向分布的系数与变量无关”改为“ E0 z ( r ) 的下 标“0z”表示横向分布函数与变量 z 无关” 第 21 行： “ kc ”改为“ − kc ”
2 2
2
式 1.2-32：改为“ ∇ t E0 z ( r ) + kc E0 z ( r ) = 0 ”
′ ⎛ umn ⎝ a
⎞ cos mϕ − jβmn z r⎟ e ⎠ sin mϕ
（2.3-14a） （2.3-14b） （2.3-14c） （2.3-14d） （2.3-14e） （2.3-14f）
⎛ u ′ ⎞ cos mϕ m jβmn z H zmn (r , φ , z ) = H mn J m ⎜ mn r ⎟ e ⎝ a ⎠ sin mϕ cos mϕ m j βmn z j β u′ u′ ′ ( mn r ) H rmn = m H mn 2 mn mn J m e sin mϕ kcmn a a j β m ⎛ u′ ⎞ − sin mϕ m j βmn z H ϕ mn = m H mn 2 mn J m ⎜ mn r ⎟ e kcmn r ⎝ a ⎠ cos mϕ Ermn = ± ZTEmn Hϕ
模拟CMOS集成电路设计(拉扎维)第7章噪声(二)
成电路设计
本讲 噪声
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
15
输入参考热噪声电压
V n2,out = = Av20
( 4 kT
2 gm 3
V n2,in
RD 2 2 (g m g mb ) R D
4 kT 2 1 ) ) R D 4 kT ( g m 3 RD = (g m g mb )2
2
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
18
2
2
偏置电路对噪声的影响
2 I 4kT gm 2 3
2 n2
1 ID = gm (VGS TH ) V 2
忽略M0的噪声的影响（电容C0将该 噪声旁路到地）
输入短接地，计算输入参考噪声电压: M2的噪声对计算结果无影响
输入开路，计算输入参考噪声电流： M2的噪声电流直接与前面计算的结果相 加即可。减小gm2可以减小M2贡献的输 入参考噪声电流 对于给定偏置电流，减小gm2需要增大过 电压，导致输入摆幅减小
增大gm 1、减小gm2 ， 可LN
2 2 g m2 = 4kT 3g m1 3g m1 2
10
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
共源级－实例分析
2、若负载电容为CL， 求总输出热噪声
V V =
2 n , out
2 2 2 频带内积分，得总输出 = 4 kT g m 1 g m 2 ( rO 1 rO 2 ) 热噪声 3 3 2 2 1 2 = 0 [ 4 kT g m 1 3 g m ( rO 1 rO 2 L ) ]df 2 3 sC
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本讲 噪声
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15
输入参考热噪声电压
V n2,out = = Av20
( 4 kT
2 gm 3
V n2,in
RD 2 2 (g m g mb ) R D
4 kT 2 1 ) ) R D 4 kT ( g m 3 RD = (g m g mb )2
2
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18
2
2
偏置电路对噪声的影响
2 I 4kT gm 2 3
2 n2
1 ID = gm (VGS TH ) V 2
忽略M0的噪声的影响（电容C0将该 噪声旁路到地）
输入短接地，计算输入参考噪声电压: M2的噪声对计算结果无影响
输入开路，计算输入参考噪声电流： M2的噪声电流直接与前面计算的结果相 加即可。减小gm2可以减小M2贡献的输 入参考噪声电流 对于给定偏置电流，减小gm2需要增大过 电压，导致输入摆幅减小
增大gm 1、减小gm2 ， 可LN
2 2 g m2 = 4kT 3g m1 3g m1 2
10
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共源级－实例分析
2、若负载电容为CL， 求总输出热噪声
V V =
2 n , out
2 2 2 频带内积分，得总输出 = 4 kT g m 1 g m 2 ( rO 1 rO 2 ) 热噪声 3 3 2 2 1 2 = 0 [ 4 kT g m 1 3 g m ( rO 1 rO 2 L ) ]df 2 3 sC
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
华中科技大学CMOS拉扎维第二章课后作业答案中文版
CMOS Analog Design Home work 1 SolutionBy: 张涛（） 2007年3月18日作业内容：一、书本上的习题(a)、(b)、(c) (a)、(b)参考解答过程.（1）对于NMOS ，工作在饱和区时，有：21()(1)2D OX GS TH DS W I nC V V V L u λ=-+ DGSI Gm V ∂=∂ =()(1)OX GS TH DS WnC V V V L u λ-+≈=1Dro I λ==20k Ω A=Gm ro = （2）对于PMOS ，公式基本同上21()(1)2D p OX GS TH DS W I C V V V Lu λ=-+ DGSI Gm V ∂=∂ =()(1)p OX GS TH DS WC V V V L u λ-+≈=1Dro I λ==10k Ω A=Gm ro =a.若不考虑二级效应，则21()2X D OX GS TH W I I nC V V Lu ==-= 21()2X D OX GS TH W I I nC V V Lu ==- 实际情况下，由于衬偏效应会影响TH VGS DD X V V V -= DS DD X V V V -=SB X V V =0(22)TH TH F SB F V V V γ=+∅+-∅21()2X OX GS TH W I nC V V L u =- 201((22)2OX GS TH F X F WnC V V V Lu γ-=-∅+-∅IX~VX 曲线图b.（1）当0〈X V 〈1时，S 、D 反向1.9GS X V V =- 1DS X V V =-VGS-VTH= 〉VDS此时，NMOS 处于S 、D 方向的三极管区X I =212(1.2)(1)(1)2n OX W C Vx Vx Vx Lu ⎡⎤-----⎣⎦ （2）当1〈X V 〈时，VGS-VTH=>VDS=VX-1 （未考虑衬偏效应） 此时，NMOS 处于正向导通的三极管区IX=212*0.2(1)(1)2n OX W C Vx Vx Lu ⎡⎤---⎣⎦ （3）当VX ≥时 NMOS 处于饱和区21()2X OX GS TH W I nC V V L u =- = 21(0.2)2OX W nC L uIX~VX 曲线图 未考虑衬偏效应时的曲线若考虑衬偏效应，则VTH 增大，当衬偏效应比较小，反向后仍有VGS>VTH ， 曲线同上，当衬偏效应比较大时，VGS<VTH ，则MOS 管在反向之后一直截止，曲线如下：IX~VX 曲线图 考虑衬偏效应时的曲线（c ）（1）0<Vx<时，MOS 管反向导通。
CMOS模拟集成电路设计 拉扎维课件
种类
1st 代：MOS1，MOS2，MOS3； 2nd代：BSIM，HSPICE level＝28，BSIM2 3rd代：BSIM3，MOS model9，EKV(Enz-Krummenacher-Vittoz)
目前工艺厂家最常提供的MOS SPICE模型为BSIM3v3 （UC Berkeley）
CMOS模拟集成电路设计
绪论、MOS器件物理基础
王永生 Harbin Institute of Technology Microelectronics Center
2009-1-16
提纲
2
提纲
1、绪论 2、MOS器件物理基础
HIT Microelectronics
王永生
2009-1-16
2.3.1体效应
对于NMOS，当VB<VS时，随VB下降，在没反型前， 耗尽区的电荷Qd增加，造成VTH增加，也称为“背栅 效应”
其中，γ为体效应系数
HIT Microelectronics
VTH 0
VTH
王永生
2009-1-16
MOS器件物理基础
15
2.3.2 沟道长度调制效应
当沟道夹断后，当VDS增大时，沟道长度逐渐减小， 即有效沟道长度L’是VDS的函数。
定义L’=L-ΔL， ΔL/L=λVDS
λ为沟道长度调制系数。
HIT Microelectronics
王永生
2009-1-16
MOS器件物理基础
16
2.3.3亚阈值导电性
当VGS≈VTH时和略小于VTH ，“弱”反型层依然存在， 与VGS呈现指数关系。当VDS大于200mV时，
这里ζ>1，VT＝kT/q
1st 代：MOS1，MOS2，MOS3； 2nd代：BSIM，HSPICE level＝28，BSIM2 3rd代：BSIM3，MOS model9，EKV(Enz-Krummenacher-Vittoz)
目前工艺厂家最常提供的MOS SPICE模型为BSIM3v3 （UC Berkeley）
CMOS模拟集成电路设计
绪论、MOS器件物理基础
王永生 Harbin Institute of Technology Microelectronics Center
2009-1-16
提纲
2
提纲
1、绪论 2、MOS器件物理基础
HIT Microelectronics
王永生
2009-1-16
2.3.1体效应
对于NMOS，当VB<VS时，随VB下降，在没反型前， 耗尽区的电荷Qd增加，造成VTH增加，也称为“背栅 效应”
其中，γ为体效应系数
HIT Microelectronics
VTH 0
VTH
王永生
2009-1-16
MOS器件物理基础
15
2.3.2 沟道长度调制效应
当沟道夹断后，当VDS增大时，沟道长度逐渐减小， 即有效沟道长度L’是VDS的函数。
定义L’=L-ΔL， ΔL/L=λVDS
λ为沟道长度调制系数。
HIT Microelectronics
王永生
2009-1-16
MOS器件物理基础
16
2.3.3亚阈值导电性
当VGS≈VTH时和略小于VTH ，“弱”反型层依然存在， 与VGS呈现指数关系。当VDS大于200mV时，
这里ζ>1，VT＝kT/q
拉扎维模拟CMOS集成电路设计第二章作业答案详解完整版.ppt
+
VGS 1VX VDS 1.9 VX VDSAT Von 0.3 VX
1V
VX
M1
-
IX
1 2
nCOX
W L
(VGS
VTH )2
1 2
nCOX
W L
(1VX )2
+ 1.9V
-
gm
nCOX
W L
(VGS
VTH
)
nCOX
W L
(1VX
)
② 当VX≥0.3V时，MOS管工作截止区
M1
• 当Vin<0.7V时，M1工作在截止区，
Vin
Vout=0
• 当0.7<Vin≤1.7V时，M1工作在饱和区，则
Vout R1
+ 1V Vout R1
ID
1 2
nCOX
W L
(Vin
Vout
0.7)2
Vout
R1
• 当1.7V<Vin<3V时，M1工作在线性区，则
ID
nCOX
的有效沟道长度Leff=0.5-2LD，则
n 350cm2 /V / s LD 0.08106 m
n 0.1V 1 tox 9 109 m
ID
1 2
nCox
W Leff
(VGS
VTH )2 (1 n 3)
ID 12.8103 (VGS 0.7)2
③ 当VX>1.9V时，MOS管S与D交换 MOS管工作线性区
VGS 1VX
VDS 1.9 VX
IX
+
拉扎维《模拟集成电路设计》第二版课件 Ch5
Copyright © 2017 McGraw-Hill Education. All rights reserved. No reproduction or distribution without the prior written consent of McGraw-Hill Education.
14
Generate Vb
• Consider the branch shown in Fig(b) as a candidate and write Vb = VGS5 + R6I6. • VGS5 = VGS3 • However, the condition I is hard to meet.
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6
Example
• Calculate the small-signal voltage gain of the circuit shown in Figure.
• Gain=
7
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14
Generate Vb
• Consider the branch shown in Fig(b) as a candidate and write Vb = VGS5 + R6I6. • VGS5 = VGS3 • However, the condition I is hard to meet.
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6
Example
• Calculate the small-signal voltage gain of the circuit shown in Figure.
• Gain=
7
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模拟CMOS集成电路设计(拉扎维)第5章无源和有源电流镜PPT课件
基于IREF，“复制”产生所需各电流
常转用换复为制电方流法是先把IREF转换为电压，在由该电压
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
77
基本电流镜－等量复制
镜面
基本电流镜
I REF
=
n C ox
W (VGS
VTH ) 2
2L
I out = ff 1( I REF ) = I REF
I REF = f (VGS )
模拟集成电路原理
第5章 无源与有源电流镜
11
本讲 电流镜
基本电流镜
共源共栅电流镜
有源电流镜
电流镜做负载的差分放大器
大信号特性 小信号特性 共模特性
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
22
明确几个概念
电流源
Current source
电流沉
Current sink
电流镜
Current Mirror
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
55
基于电阻分压的电流源
电流值对工艺、电源、温度等变 化敏感
不同芯片阈值偏差可达100mV n 、VTH随温度变化
输出电压范围
大于M1管的VOV即可
为了输出电压范围较大，VOV取 典型值200mV
若VTH改变50mV，则IOUT改变44％
I OUT n Cox W ( R2 VDD
L L eff 2
drawn2
2LD= Ldrawn1 Leff 1= Ldrawn1 2LD Ldrawn1 2LD L L drawn2 eff 2 Ldrawn2 2LD Ldrawn2
结论： 取L1=L2，便于 获得期望的精确
电流值
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常转用换复为制电方流法是先把IREF转换为电压，在由该电压
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77
基本电流镜－等量复制
镜面
基本电流镜
I REF
=
n C ox
W (VGS
VTH ) 2
2L
I out = ff 1( I REF ) = I REF
I REF = f (VGS )
模拟集成电路原理
第5章 无源与有源电流镜
11
本讲 电流镜
基本电流镜
共源共栅电流镜
有源电流镜
电流镜做负载的差分放大器
大信号特性 小信号特性 共模特性
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22
明确几个概念
电流源
Current source
电流沉
Current sink
电流镜
Current Mirror
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55
基于电阻分压的电流源
电流值对工艺、电源、温度等变 化敏感
不同芯片阈值偏差可达100mV n 、VTH随温度变化
输出电压范围
大于M1管的VOV即可
为了输出电压范围较大，VOV取 典型值200mV
若VTH改变50mV，则IOUT改变44％
I OUT n Cox W ( R2 VDD
L L eff 2
drawn2
2LD= Ldrawn1 Leff 1= Ldrawn1 2LD Ldrawn1 2LD L L drawn2 eff 2 Ldrawn2 2LD Ldrawn2
结论： 取L1=L2，便于 获得期望的精确
电流值
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《微波与光电子学中的电磁理论(第二版)》勘误表
11
式(6-56)
j
j
删去第一个负号
311
倒9,倒10
式(6-74)
b三处
b三处
正体改斜体
311
倒9,倒10
式(6-74)
h二处
h二处
正体改斜体
311
倒9,倒10
式(6-74)
n二处
n二处
正体改斜体
311
倒9,倒10
式(6-74)
a一处
a一处
正体改斜体
311
倒9,倒10
式(6-74)
cot
cot
斜体改正体
插入一个公式号
297
倒8
句末
恒等式附录(A5-11)
恒等式(A5-11)
删去“附录”
298
倒1
习题号
E5-18
E5-19
299
倒4
倒2
距
矩
301
倒3
13字后
功率流
平均功率流
插入“平均”
301
倒3
倒2字前
储能。
平均储能
插入“平均”
301
倒2
第1字前
证明
以矩形波导TE10模为例，证明
303
增加
E5-20应用近似场匹配法导出图5-40 (b)所示对称脊波导中主模的临界频率，传输
倒8
式(3-254)
公式第一行(Nn)
(Nn)
169
7
公式
coshN[arcosh(
Cosh[Narcosh(
中括号前移一字
169
9
公式号
(3-525)
(3-257)
172
倒2
式(6-56)
j
j
删去第一个负号
311
倒9,倒10
式(6-74)
b三处
b三处
正体改斜体
311
倒9,倒10
式(6-74)
h二处
h二处
正体改斜体
311
倒9,倒10
式(6-74)
n二处
n二处
正体改斜体
311
倒9,倒10
式(6-74)
a一处
a一处
正体改斜体
311
倒9,倒10
式(6-74)
cot
cot
斜体改正体
插入一个公式号
297
倒8
句末
恒等式附录(A5-11)
恒等式(A5-11)
删去“附录”
298
倒1
习题号
E5-18
E5-19
299
倒4
倒2
距
矩
301
倒3
13字后
功率流
平均功率流
插入“平均”
301
倒3
倒2字前
储能。
平均储能
插入“平均”
301
倒2
第1字前
证明
以矩形波导TE10模为例，证明
303
增加
E5-20应用近似场匹配法导出图5-40 (b)所示对称脊波导中主模的临界频率，传输
倒8
式(3-254)
公式第一行(Nn)
(Nn)
169
7
公式
coshN[arcosh(
Cosh[Narcosh(
中括号前移一字
169
9
公式号
(3-525)
(3-257)
172
倒2