TMS320F240片内PWM实现DA扩展功能
最新-TMS320F241型DSP的SPI口EEPROM扩展 精品
TMS320F241型DSP的SPI口EEPROM扩展摘要叙述了公司的320241型的串行外设接口扩展的软、硬件实现方法。
关键词50431．引言320241型是目前应用比较广泛的一款定点，它具有20的指令执行速度，强大的内部事件管理器、端口和其他外围设备。
其中，串行外设接口是一个高速同步串行输入输出端口，它允许一个具有可编程长度1到16位的串行位流，以可编程的位传送速率从设备移入或移出。
通常用于控制器和外部器件或其它控制器间的通讯。
在开发系统时，某些情况下会读取或者存储一些定值，这时我们就需要扩展。
具有接口的串行均可被320241直接逻辑扩展，方便易行。
5043是公司最高时钟速率为33带有块锁保护的4的串行。
该器件内部组织阵列是8位，具有串行外围接口和软件协议的特点，允许在简单的四线总线上工作；该器件利用专有的直接写入晶片提供最小为10万次擦写和最少100年的数据保存期。
2．硬件设计5043与320241型的连接关系如图1所示。
作为主控制器，工作于主模式下，为的数据发送端，连接到5043的数据接收端；为的数据接收端，连接到5043的数据发送端；配置成口连接到5043的片选端；为数据传送的时钟信号，连接到5043的串行时钟端，串行时钟由控制。
的数据在引脚上输出并从上锁存，通过写入寄存器的数据启动串行时钟信号从而启动数据传送，当8位串行位流传送完毕后，信号中止，传送结束。
3．软件设计3．1工作模式的选择320241的接口有可选择的四种不同的时钟模式，如何选择时钟模式是它与各种扩展接口器件实现时钟同步的关键。
5043的数据在时钟下降沿从引脚上输出并在时钟上升沿从引脚上锁存。
读操作时，在其从引脚输入的最低位地址所对应的时钟下降沿，其引脚开始输出数据，如图5所示。
作为主器件的可以选择‘上升沿，无延时’和‘上升沿、有延时’两种时钟工作模式。
‘上升沿，无延时’模式与5043的工作模式一致，数据在信号的时钟上升边沿从低电平到高电平从移位寄存器移出在引脚上锁存，在时钟下降边沿从高电平到低电平从引脚上输出的数据锁存到移位寄存器中。
基于TMS320F240芯片的开关磁阻电机调速系统研究
收稿日期: 20072 09226 基金支持: 安徽省级高校自然科学项目 ( 编号: KJ 2008B 0 37 )。 作者简介: 张淑芳 ( 1982- ) , 安徽灵璧人, 助教, 研究方向: 计算机控制。 89
、 T 3 可产生采样周期 , 作为比较单元产生 PWM 输 出以及软件定时时间基准。 比较单元与CM P � PWM : 3 个具有死区功能的 全比较单元。 全比较单元以定时器 1 为时间基准 , 可 输出带可编程死区的CM P �PWM 信号 , 简单比较单 元以定时 1 或定时器2 为时间基准 , 通过设置不同的 工作方式 , 可输出对称 PWM 和非对称 PWM 波[ 2 ]。 正交编码脉冲电路: 可以用作与一个光电编码 器接口获取一个转动机构的位置和速度信息。 双A � D 转换器: TM S 320F 240 芯片中配有两个 带有采样 �保持的各 8 路 10 位A � D 转换器可用于并 行处理模拟量 , 包括: 反馈的度、 位置、 温度和电流传 感信号等。 SC I 和SP I: 异步串行通信口 (SC I) 用于与 PC 机
1 引言
开关磁阻电 机调速系统 ( Sw itched R eluctance D r ive, SRD ) 是 80 年代中期发展起来的新型调速系 统。它融电力技术、 电子技术、 微电子技术和电机控 制技术于一体。 目前 , 这种机电一体化的系统已经成 为国内外广泛关注的热门课题, 但是以前的电机调 速系统采用的硬件结构复杂、 元件多, 而且系统运行 的可靠性差、 不能达到高速运行 , 灵活性小, 又因开 关磁阻电机 ( Sw itched R e luctance M o to r , SRM ) 的 磁场非线性, 还要进行转子磁链模型计算、 转子参数 的辨识和校正 , 使系统控制较困难 。 数字信号处理 器 (D igital S igna l P roces so r, D SP ) 的出现改变这一 状况 , 伴随着微电子的迅速发展和数字信号处理理 论与技术的不断完善 , 电子信息领域的新型高科技 产品 D SP 的出现解决了开关磁阻电机调速系统的 性能要求。 D SP 本身具有较好的控制功能。D SP 能实时、 高效地实现许多先进控制算法 , 如标量、 自适应变 量、 神经网络、 模糊逻辑等; 减少了查询表的数量 , 减 少了所需的内存; 能够对系统的输入和反馈信号进 行滤波处理, 从而减少对传感器的要求 , 使调速系统 的动态性能良好; D SP 能方便、 灵活、 可靠地生成脉 宽调制 ( Pu lse W idth M odulat ion, PWM ) 信号便于 电机的高效驱动; 用增强算法减少 SRM 转矩脉动, 大大降低噪声等等。因此采用D SP 芯片作为控制器 核心部件 , 与传统的单片机相比提高了工作频率、 简 化了外围电路 , 从而提高了工作的实时性、 可靠性。
DSP与单片机的优缺点
简述DSP处理器与单片机的优缺点专业：班级：学号：姓名：简述DSP处理器与单片机的优缺点内容摘要：在科技高速发展的今天，物联网等越来越多的嵌入式应用技术慢慢进入我们的生活中，而DSP技术和单片机在各行各业的应用也越来越广泛,在我国市场前景也越来越广阔.因此，了解和学习DSP技术的知识刻不容缓。
下面简要介绍DSP处理器与单片机在体系结构和应用背景方面的发展历史；然后从各个方面对比描述DSP处理器与单片机在应用领域的优缺点,以及DSP 处理器与单片机各自的发展前景。
DSP又称数字信号处理(Digital Signal Processing）是一种独特的微处理器，有自己的完整指令系统，是以数字信号来处理大量信息的器件。
一个数字信号处理器在一块不大的芯片内包括有控制单元、运算单元、各种寄存器以及一定数量的存储单元等等，在其外围还可以连接若干存储器,并可以与一定数量的外部设备互相通信，有软、硬件的全面功能，本身就是一个微型计算机。
DSP采用的是哈佛设计，即数据总线和地址总线分开，使程序和数据分别存储在两个分开的空间，允许取指令和执行指令完全重叠。
也就是说在执行上一条指令的同时就可取出下一条指令，并进行译码,这大大的提高了微处理器的速度 .另外还允许在程序空间和数据空间之间进行传输,因为增加了器件的灵活性.其工作原理是接收模拟信号，转换为0或1的数字信号，再对数字信号进行修改、删除、强化，并在其他系统芯片中把数字数据解译回模拟数据或实际环境格式。
它不仅具有可编程性，而且其实时运行速度可达每秒数以千万条复杂指令程序，远远超过通用微处理器，是数字化电子世界中日益重要的电脑芯片。
它的强大数据处理能力和高运行速度,是最值得称道的两大特色。
由于它运算能力很强,速度很快，体积很小,而且采用软件编程具有高度的灵活性，因此为从事各种复杂的应用提供了一条有效途径。
而单片机，又称单片微型计算机,是典型的嵌入式微控制器（MCU),它最早是被用在工业控制领域.单片机的特点：所谓单片机就是在一块芯片上集成了CPU、RAM、ROM（EPROM或EEPROM）、时钟、定时/计数器、多种功能的串行和并行I/O口。
霍尔传感器直线电机位置检测
电流检测部分本控制系统中永磁直线电机的两相电枢电流通过霍尔电流传感器得到，另外一相电流通过计算得到。
电流传感器采用LEM公司生产的LTSR-6-NP型电流传感器，该产品具有高精度，高线性度，高响应速度，高频率带宽，高电流过载能力，低温漂，低接入损耗，以及对外部信号的高抗干扰能力，非常适合在永磁电机伺服系统中使用。
根据选择不同的引脚接法，该产品可以提供三种不同的额定采样电流值，分别为2A、3A和6A电流有效值，对应的最大采样电流值分别为6．4A，9．6A和19．2A。
由于该传感器输出电压范围为0．5～4．5V，而TMS320LF240DSP的AD输入信号只能在0V—+3．3V之间，所以需要将传感器的输出电压经过运放电路处理后，再输入DSP 的AD口，具体电路如图4—10所示．一种低成本的线性霍尔位置检测方法在永磁直线电机伺服控制系统中，无论采用何种控制方式，都需要准确检测出电机动子位置。
可以说，位置检测部分是伺服控制系统中非常关键的组成部分，直接影响着电机控制精度和系统运行性能。
目前，在直线运动控制系统中，最常见的位置检测方法是采用直线光栅，但是光栅的成本很高，对安装要求也很高；也有增加额外机械结构，将直线运动转变成旋转运动，然后用旋转编码器进行位置检测的方法，显然该方法在成本和精度上都存在缺点；还有采用无位置检测的方法，但是目前所有无位置检测方法的在电机低速段效果都不是很理想，而直线电机恰恰需要频繁的起动和停止，采用无位置检测方法获得理想的效果难度较大，尚未有实用的解决方案提出。
因此，本节将介绍一种低成本的利用线性霍尔元件对永磁直线电机进行位置检测的方法。
§4．6．1线性霍尔位置检测方法的基本原理线性霍尔元件可以用来检测磁通密度，在一定磁场强度范围内，其输出电压与被检磁场磁通密度成线性关系．永磁直线同步电机气隙磁场为正弦分布，因此很容易通过检测气隙磁场磁通密度的方法来确定电机动子的位置。
新型电机控制芯片TMS320F240
ｇ ｎ ｔ ｏｄ ａ ｅｕ ｅ ｏｒ ｄｕ ｅ ｔ ｅｃ ｓ ｅ ｔｍｅ ｈ ｓｃ ｎ ｂ ｓ ｄｔ ｅ ｃ ｏ ｔ ｈ
ｏ ｈ ｈ ｅ ｄ ｇ ｔ ｎ ｔｃ ｃ ｎｔｏ ｙ ｔ ｍ ｆｔ ｅ ｗ ｏｌ ｉ ｉ ｋｉｅ ｉ ｏ ｒ ｌｓ ｓ ｅ ａｌ
ｂ ｍｐ ｏ ｉ ｇｃ ｅ ｐ ｒ ｌ ｃ ｒ ｙｅ ｌｙｎ ｈ ａ ｅ ｅｅ ｔｉ ｃｍｏ ｏ ， ｅ ｒ ｔ ｒ ｆ ｗｅ
中 国 科 学 技 术 大 学 自动 化 所 （ 徽 安
Ｌ
台肥
２ ０２） 都 改欣 ３ ０ ７
张培仁
＆ ｏ ｃ ｎ ｅａ ｄＴ ｅ ｎ ｋ ｆ ｈ ｎ ｒ ｆＳ ｉ ｃ ｎ ｅ ｈ ｏ ￣ｙｏ Ｃ ｉ ａ ＡｕａＲｏ ｅ ｒ ｈｔ￥ｉ￣８Ｚ ￣ｉｅ ｅ ｓａｃ ＃ ｔ ｅ ｈ ｅ？ ９Ｈａ ｇ ｈ ｕ ３ ０ ７ＤＵＧａ－ ｉ． Ｚ ＡＮＧ ＂ ｎ ｚａ２０ ２ ｉｎ ｘ Ｈ
摘
要 ： Ｔ 奢 司生 产 的 Ｔ Ｓ ２ Ｆ ４ Ｉ Ｍ ３ ０ ２ ０是 专 门 册 干控 Ａｂ ｔａ ｔ ＴｅＴ ３ ０ ２０ｐｏｕ ｅ ｙ订 ｓ ｒ ｃ ： ｈ ＭＳ ２ Ｆ ４ ｒｄ ｃ ｄｂ
ｃｉ ｅ ｆｒ ｏ ｔ ｌＴ ｅｓ ｅｉ ｈｐ ｈ ｐ ｃ ｏ ｎｒ ｈ ｃｆ ｃｉ ｃ ｏ ｐ ｉ ｃ
制 的芯片 ， 它特 有 的芯 片 蛄 构 和 砷 托 击 定 了它 在 控 制 中 广 泛 的 应 用。 文章 舟 鲴 了 Ｆ ４ ２ ０的 结 构 和 特 性 ，井
介 绍 了对 无刷 直 流 电动 机 的 安 控 制
ｓ ｕ ｔｒ ｅ ｄｆ ｃ ｏ 旧 ｍａ ｅ ￣ ￣ｄ ｌ ｕ ｅ ｌ ｃ ｎ ｏ Ｔｎ ｐ ｐ ｒｍ ｔ ｎ ｈ ｃ 胂 ｔ ｃ ｅ ｎ ｕ ｔｎ ｒ ｕ ｎｉ ｄ ｆ ｅ ｅｙ ｓ ｄ ｎ ｏ ｔ １ ｒ ａ ｅ ｉ ｍｃ ｒ． ｓ ￣ ｔ ｅｓ “ 鲫 ｄｏ ￣ａ ｔｒ ｔ ｆ ２ ０ 日 ｔｅａ ｒ ｔ ｏ ｔ ｂ １ ｒ ｃ ｉ ｉ ｏ Ｆ ４ ｈ ｃｏ ｎ ｏ ｏ ］ ｏ ｓｃ ａｃ Ｍ ｆ
DSP TMS320F240芯片引脚与功能
DSP第二次大作业一、详细描述F240,F2812芯片引脚的符号与功能。
1、TMS320F240芯片引脚与功能TMS320F240为TI公司所出品的定点式数字信号处理器芯片，具有强大的外围(64k I/O space、10 bit A/D Converter、Digital I/O peripheral) ，芯片内部采用了加强型哈佛架构(Enhanced Harvard Architecture)，由三个平行处理的总线─程序地址总线(PAB)、数据读出地址总线(DRAB)及数据写入地址总线(DWAB)，使其能进入多个内存空间。
由于总线之操作各自独立，因此可同时进入程序及数据存储器空间，而两内存间的数据亦可互相交换，使得其具有快速的运算速度，几乎所有的指令皆可在50ns 周期时间内执行完毕，内部的程控以管线式的方式操作(Pipeline operation)，且使用内存映像的方式，使其整体的效能可达到20MIPS，因此非常适用于实时运转控制，而对于速度较慢的外围亦提供了wait-states 的功能。
其引脚及功能如下所示：2、TMS320F2812芯片引脚与功能德州仪器所生产的TMS320F2812 数字讯号处理器是针对数字控制所设计的DSP，整合了DSP 及微控制器的最佳特性，主要使用在嵌入式控制应用，如数字电机控制(digital motor control, DMC)、资料撷取及I/O 控制(data acquisition and control, DAQ)等领域。
针对应用最佳化，并有效缩短产品开发周期，F28x 核心支持全新CCS环境的C compiler，提供C 语言中直接嵌入汇编语言的程序开发介面，可在C语言的环境中搭配汇编语言来撰写程序。
值得一提的是，F28xDSP 核心支持特殊的IQ-math 函式库，系统开发人员可以使用便宜的定点数DSP 来发展所需的浮点运算算法。
F28x 系列DSP预计发展至400MHz，目前已发展至150MHz的Flash型式。
MSP430微控制器系列讲座十一利用PWM原理实现的DA转换
例如：输出一个正弦波，采用３２采样频率产生。正弦波的频
率为２５０Ｈｚ，所以每秒须采样２５０×３２＝８０００次，而每次采样需
要２５６次计数，所以计数频率采用８０００×２５６＝２．０４８ＭＨｚ。
斜波信号的产生是从最小占空比的ＰＷＭ波经滤波后输
ｔ
出，然后逐渐增大占空比，直到输出最大电平值后，又重新开始从
审
咪翻卟掣百Ｔ。午：期 万方数据
数器值达到各自ＣＣＲｘ值时，输出复位（低电平）信号，当计数值 达到ＣＣＲ０时，输出置位（高电平）信号。当ＣＣＲｘ值变化时，则 经滤波后输出的信号将相应变化。系统的ＳＭＣＬＫ时钟可作为 定时器ＴｉｍｅＬＢ的计数时钟源。
所需ＭＳＰ４３０微控制器其它资源包括：①３２７６８Ｈｚ晶振； ②片上ＤＣＯ工作晶振为２．０４８ＭＨｚ；（⑨ＳＭＣＬＫ和ＭＣＬＫ晶振 为２．０４８ＭＨｚ。当然，系统应用的复杂程度改变时，所需要资源 也会不一样。
２．工作原理
斛Ｍ信号为频率固定、占空比变化的数字信号，基本波形
如图１所示。如果ＰＷＭ信号的占空比随时间而改变，那么信号 经滤波后将输出幅度变化的模拟信号。因此通过改变ＰＷＭ信 号的占空比，即可产生不同的模拟信号。ＰＷＭ信号实现ＤＡ转 换（简称ＰＷＭ ＤＡＣ）的原理框图如图２所示。ＴＩ公司的一些语 言处理技术也通常采用ＰＷＭ ＤＡＣ方式实现。
最小占空比的ＰＷＭ波输出。
唯
譬
其中，直流信号及ＰＷＭ信号波形图如图５所示。直流电平
的产生比较简单，可通过ＰＷＭ信号占空比设置，该电平值不会
３７
发生变化，且直流电平值直接与ＰＷＭ信号的占空比成比例。因
譬
盎
万方数据
第
期
剿
关闭ＷＤ，初始化Ｉ／ｏ 口，设置系统时钟
DSPTMS320F240芯片引脚与功能
DSP第二次大作业一、详细描述F240,F2812芯片引脚的符号与功能。
1、TMS320F240芯片引脚与功能TMS320F240为TI公司所出品的定点式数字信号处理器芯片，具有强大的外围(64k I/O space、10 bit A/D Converter、Digital I/O peripheral) ，芯片内部采用了加强型哈佛架构(Enhanced Harvard Architecture)，由三个平行处理的总线─程序地址总线(PAB)、数据读出地址总线(DRAB)及数据写入地址总线(DWAB)，使其能进入多个内存空间。
由于总线之操作各自独立，因此可同时进入程序及数据存储器空间，而两内存间的数据亦可互相交换，使得其具有快速的运算速度，几乎所有的指令皆可在50ns 周期时间内执行完毕，内部的程控以管线式的方式操作(Pipeline operation)，且使用内存映像的方式，使其整体的效能可达到20MIPS，因此非常适用于实时运转控制，而对于速度较慢的外围亦提供了wait-states 的功能。
其引脚及功能如下所示：2、TMS320F2812芯片引脚与功能德州仪器所生产的TMS320F2812 数字讯号处理器是针对数字控制所设计的DSP，整合了DSP 及微控制器的最佳特性，主要使用在嵌入式控制应用，如数字电机控制(digital motor control, DMC)、资料撷取及I/O 控制(data acquisition and control, DAQ)等领域。
针对应用最佳化，并有效缩短产品开发周期，F28x 核心支持全新CCS环境的C compiler，提供C 语言中直接嵌入汇编语言的程序开发介面，可在C语言的环境中搭配汇编语言来撰写程序。
值得一提的是，F28xDSP 核心支持特殊的IQ-math 函式库，系统开发人员可以使用便宜的定点数DSP 来发展所需的浮点运算算法。
F28x 系列DSP预计发展至400MHz，目前已发展至150MHz的Flash型式。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
TMS320F240片内PWM实现D/A扩展功能摘要根据TMS320F240芯片的结构特点,提出一种新颖的基于TMS320F240的PWM输出,实现D/A转换扩展功能的设计方法;详细讨论该设计的理论基础和具体的软、硬件实现;分析实验结果,并给出具体的应用实例。
该设计方案简单易行,性价比高,具有一定的通用性。
关键词数字信号处理器 TMS320F240 PWM D/A转换TMS320F240（简称F240）作为一种高速、高集成度、低成本的微控制器,功能非常强大。
美中不足的是,F240芯片本身虽然集成了众多满足数字控制系统所需的先进外围设备,包括A/D转换等功能,却唯独没有集成D/A转换功能,因此,在TMS320F240芯片的实际应用过程中,为其增加 D/A转换接口是很有必要的。
本文提出的基于F240芯片PWM输出的D/A转换扩展功能设计,是一种对F240片内的D/A转换设计。
通过F240片内的PWM输出,再加上简单的外围电路及对应的软件设计,实现对PWM的信号处理,得到稳定、精确的模拟量输出。
1 原理及误差分析1.1 基本原理F240芯片提供的PWM输出,是一种周期和占空比均可变、幅值为5 V的脉宽调制信号。
实现PWM信号到D/A转换输出的理想方法是：采用模拟低通滤波器滤掉PWM输出的高频部分,保留低频的直流分量,即可得到对应的D/A输出,如（图1）所示。
低通滤波器的带宽决定了D/A输出的带宽范围。
图1 PWM输出实现D/A转换原理图为了对PWM信号的频谱进行分析,以下提供了一个设计滤波器的理论基础。
傅里叶变换理论告诉我们,任何一个周期为T的连续信号f（t）,都可以表达为频率是基频的整数倍的正、余弦谐波分量之和。
它是以时间轴原点为对称点的、单极性的PWM信号,表达式为其中,f＝1/T为基频,式中An、 Bn为各自独立的傅里叶系数：由于f（t）是一个关于原点对称的偶函数,因此Bn项为0,只需计算An项即可。
只要扣除直流分量A0,由f(t)=－f(t＋T/2),An的偶系数也将为0,因此,对占空比为k、幅值为5 V的PWM信号有：由式（5）可知,直流分量A0就是所需要的 D/A输出,只要改变PWM信号的占空比k,就能得到电压范围为0～5 V的D/A转换输出;An代表PWM信号的高频直流分量,频率为PWM信号基频的整数倍。
因此,对于基频为10 kHz的PWM信号,一个理想的剪切频率≤10 kHz的滤波器即可完全滤掉PWM信号的高频谐波分量An,得到低频的直流分量A0,从而实现PWM信号到D/A输出的转换。
1.2 误差分析D/A转换输出的电压信号有一个纹波叠加在直流分量上。
这是D/A转换误差的来源之一。
影响D/A转换误差的另外一个重要因素,取决于PWM信号的基频。
对于时钟频率为20 MHz的F240芯片,产生一个20 kHz 的PWM信号,意味着每产生一个周期的PWM信号,要计数1000个时钟。
即所得的直流分量的最小输出为1个时钟产生的PWM信号,等于5 mV（5 V×1/1000）,刚好小于10位的D/A转换器的最小输出4.8 mV（5 V/1024）。
因此,理想情况下,PWM信号的频率越低,所得的直流分量就越小,D/A转换的分辨率也就相应的越高。
如果将PWM信号的频率从20 kHz降到10 kHz,则直流分量输出的最小输出为2.5 mV（5 V/2000）,接近于11位的分辨率。
但是,随着PWM信号基频的减小,谐波分量的频率也随之降低,就会有更多的谐波通过相同带宽的低通滤波器,造成输出的直流分量的纹波更大,导致D/A转换的分辨率降低。
所以,单纯降低PWM信号的频率不能获得较高的分辨率。
通过以上分析可知,基于DSP芯片PWM输出的D/A转换输出的误差,取决于通过低通滤波器的高频分量所产生的纹波和由PWM信号的频率决定的最小输出电压这两个方面。
所以要获得最佳的D/A分辨率,在选取PWM信号的频率时不能太小,要适当地折衷,选取一个最合适的值。
如表1所列,通过Matlab仿真,可以得到最佳D/A分辨率下的PWM信号频率。
表1 不同设计参数下F240芯片PWM输出实现D/A转换的分辨率2 硬件设计一般来说,F240的PWM输出要通过具有一阶阻容滤波及光电隔离功能的I/O接口板后,方可与实际控制对象连接。
为了获得高精度的D/A输出,在滤波之前应先通过缓冲器,整体设计框图如图2所示。
图2 DSP F240片内PWM输出实现D/A转换硬件框图滤波器的运算放大器选用OP07。
它温漂小、阻抗低、吸收电流大、精度高。
考虑到实际情况,设计模拟低通滤波器的阶数一般不超过三阶,否则会增大系统的复杂性,增加系统的成本。
下面主要介绍有源低通滤波器的参数设计。
2.1 二阶Butterworth低通滤波器图3（a）所示,是二阶Butterworth低通滤波器（最平幅值滤波器）的一种实现电路,其传递函数为在-3 dB带宽为1000 kHz的条件下：由于考虑到不可能找到与所计算的R、C值完全一致的电阻、电容值,而只能选取与实际的电阻、电容值最接近的值,故求解得到：在这些参数下,实际的带宽是1074 Hz,Q值为0.645,与理想的二阶Butterworth低通滤波器有一定的误差。
图3 低通滤波器电路2.2 三阶低通滤波器图3（b）所示为三阶低通滤波器的一种实现电路,其传递函数为其中,在－3 dB带宽为1000 kHz的条件下,求解得到：R4决定滤波器直流分量的增益,选取R4=∞（即不安装R4）,则D/A输出增益为1;要想改变带宽大小,只须保持R4和电容值不变,改变其它电阻的阻值即可。
3 软件程序设计和实验结果利用TMS320F240配套的EVM（Evaluation Module）板作为DSP的实验平台,给定一模拟电压作为F240的A/D输入,将A/D转换的值作为产生PWM波形的DSP定时器中比较寄存器的值;通过中断,不断获取最新的A/D转换值,改变PWM波形的占空比,得到对应幅值的PWM波形,再将所得的20 kHz的PWM信号输入给滤波器,用数字示波器观察滤波器的D/A输出,以评价这种D/A转换方法的实际效果。
3.1 通过D/A转换产生对应幅值PWM波形的DSP程序基于DSP功能模块化的特点,其汇编程序的编制主要分三个步骤：① 初始化设置时钟源模块,得到所需的CPUCLK和SYSCLK; ② 设置事件管理模块,初始化定时器和A/D转换操作; ③ 编写定时中断服务子程序,即可完成从A/D转换产生对应幅值的PWM波形输出。
部分程序代码如下：;设置 PLL模块LDP #224;SPLK #0000000001000001b,CKCR0;SYSCLK=CPUCLK/2SPLK #0000000010111011b,CKCR1;CLKIN(OSC)=10MHz, CPUCLK=20MHzSPLK #0000000011000011b,CKCR0;使能锁相环（PLL）操作SPLK #0100000011000000b,SYSCR;CLKOUT=CPUCLK;设置EV 管理器LDP #232;SPLK #0,T1CMPR ;初始化定时比较寄存器SPLK #0000000001010101b,GPTCON;通用定时器的PWM输出为低有效SPLK #1000,T1PR ;设置PWM波形的周期为20 kHzSPLK #0000h,T1CNT ;初始化计数寄存器SPLK #0001000000001010b,T1CON;设置连续增计数方式,使能比较操作SPLK #0000000010000000b,EVIMRA;清除定时器1比较中断屏蔽位LDP #224SPLK #1000110100000010b,ADCTRL1;设置A/D连续转换模式,选择通道CH0SPLK #0000000000000101b,ADCTRL2;设置A/D转换输入时钟预定标因子为16LDP #232SBIT1 T1CON,B6_MSK ;使能定时器1中断启动位LDP #224SBIT1 ADCTRL1,B0_MSK;使能A/D转换启动位CLRC INTM;END B END ;等待定时器1中断的产生;产生PWM 波形ISRChange_CMPR:LDP #224 ;定时器1比较中断服务子程序LACC ADCTRL1;SACL ADCTRL1 ;清除片内A/D转换中断标志位LACC ADCFIFO1;读取最新的A/D转换值RPT #5;SFR ;把存于结果寄存器的高10位的A/D;转换值移至ACC的低十位LDP #232;SACL T1CMPR ;将A/D转换值存于定时比较寄存器LACC EVIFRA;SACL EVIFRA ; 清除定时器中断标志CLRC INTM ;开中断RET ;中断返回3.2 PWM输出实现D/A转换功能的实验结果如图4所示,是在给定一恒定的3.5 V模拟电压作为F240的A/D输入的情况下,所得的PWM输出实现D/A转换的波形图。
图4 PWM出实现D/A转换波形图波形1为不通过低通滤波器的原始PWM信号。
波形2为PWM信号通过一阶低通模拟低通滤波器后的D/A输出波形,滤波器参数为R=1 kΩ,C=0.1μF,带宽为1592 Hz。
可以看出,一阶下的D/A输出为一锯齿波,可用性很差。
波形3为PWM信号通过二阶Butterworth低通模拟滤波器后的D/A输出波形,滤波器参数按照式（7）选取。
可以看出,二阶下的D/A输出平均值接近3.5 V,只是尖峰毛刺比较大,有一定的可用性。
波形4为PWM信号通过三阶低通模拟滤波器后的D/A输出波形,滤波器参数按照式（9）选取。
可以看出,三阶下的D/A输出毛刺很小,D/A转换的分辨率约为9.2位, 非常接近于理想的D/A输出,可用性强。
实验结果表明,DSP的PWM信号经过三阶低通模拟滤波器后,得到的D/A转换输出带宽较大,在1000 Hz 左右;分辨率较高,约为9.5位,可以满足实际应用的需要。
参考文献1 刘松强. 数字信号处理系统及其应用. 北京：清华大学出版社, 19962 张雄伟. DSP芯片的原理与开发应用. 第2版. 北京：电子工业出版社, 19973 Texas Instruments. TMS320C2XX User's Guide. 1997向先波硕士,研究方向智能控制、机器人控制技术、DSP技术应用。
张琴硕士,研究方向计算机仿真、机器人学及智能控制。
徐国华副教授,研究方向水下机器人、智能控制及机电控制。