一种基于功率补偿器的多电平逆变器直流电压平衡的控制方法
多电平逆变器主要控制策略综述
多电平逆变器主要控制策略综述( 本站提供应用行业：阅读次数：1082) 【字体：大中小】1 引言多电平逆变器具有谐波小、共模电压小、电压变化率小、电磁干扰小、开关频率低、系统效率高、适合中高压大容量变频器应用等特点，近十年得到广泛的研究[1]。
研究主要集中在拓扑结构、控制策略两方面。
图1是多电平逆变器的主要研究内容。
图1 多电平逆变器主要研究内容由于多电平逆变器拓扑结构的多样性，且涉及到直流电压的均衡、开关频率的合理分配、冗余状态的利用等特殊要求，使得对多电平逆变器的控制具有一定的挑战性。
2 载波调制方法(Carrier-based Modulation)载波调制是最常用的多电平控制方法之一，其特点是通过载波和调制波(或参考波)间的比较而获得器件的开关状态。
载波调制按其采样方法可分为:自然采样和规则采样，自然采样一般用于模拟电路实现，规则采样用于数字实现。
规则采样又分对称和不对称采样。
在载波调制中，对于m电平逆变器，常定义幅度调制比ma和频率调制比mf分别为:其中Ac为载波峰峰值，fc为载波频率，Am为调制波峰值，fm为调制波频率。
多电平载波调制由于载波个数的增加，而变得较复杂，但也给控制提供了更多的自由度。
2.1 子谐波脉宽调制SHPWM(SubHarmonic PWM)由Carrara[2]提出的SHPWM的基本原理是:对m电平逆变器，将m-1个具有相同频率fc和峰峰值Ac的三角载波集连续分布。
频率为fm、幅值为Am的正弦调制波置于载波集的中间。
将调制波与各载波信号进行比较，得到逆变器的开关状态。
在载波间的相位关系方面，Carrara考虑了三种典型配置方案:(1) PD—所有载波具有相同相位;(2) POD—正、负载波间相位相反;(3) APOD—相邻载波间相位相反。
图2是SHPWM采用PD配置的波形图。
SHPWM的最大线性幅度调制比ma为1。
对SHPWM的研究有如下一些重要结论[3]:·对于三相系统，频率比mf应为取3的倍数;·单相逆变器，APOD配置电压谐波最小;·三相逆变器，PD配置线电压谐波最小。
statcom原理及控制方法
1、前言静止同步补偿器(Static Synchronous Compensator, STATCOM)，是目前最先进的无功补偿技术，近年来随着电力电子开关技术的进步而逐渐兴起。
STATCOM的原理是利用全控型大功率电力电子器件构成可控的电压源或电流源，使其输出电流超前或滞后系统电压90 ，从而对系统所需的无功进行动态补偿。
早期有文献称之为静止无功发生器(Static Var Generator, SVG) 。
利用电力电子变流器进行无功补偿的可能性虽然早在20 年前就已经为人们所认识，但限于当时电力电子器件的耐压和功率水平，无法制造出输电系统中具有实用价值的装置。
直到近年来，尤其是高压大功率的门极可关断晶闸管GTO 的出现，才极大的推动了STATCOM 的开发和应用。
STATCOM 是并联型FACTS 设备，它同基于可控电抗器和投切电容器的传统静止无功补偿器SVC 相比，性能上具有极大的优越性，越来越得到广泛的重视，必将取代SVC 成为新一代的无功电压控制设备。
目前，世界上已有多台投入运行的大容量STATCOM 装置，如表1-1 所示。
由此可见，目前为止国际上只有美、日、德、中、英等少数几个国家掌握了STATCOM 的应用开发技术。
2006 年2 月28 日，由上海电力公司、清华大学、许继集团公司等单位共同研制的±50Mvar STATCOM 在上海黄渡分区西郊变电站并网试运行。
表1-1 国内外已在输电系统投运的STATCOM 装置（UPFC 并联部分为STA TCOM）表1-1 中除最后一项外，全部采用了变压器多重化的主电路方案，主电路拓扑为图1-1。
变压器多重化方式可成倍增加装置容量并降低输出谐波。
然而，多重化变压器的引入带来了很多问题：首先，它的价格非常昂贵，约为成本的1/3～1/4；其次，它使装置增加了50％左右的损耗和40％左右的占地面积；第三，变压器的铁磁非线性特性给控制器设计带来了很大的困难，同时也是引发装置故障的重要原因。
现代多电平逆变器的控制策略_彭方正
为了使谐波畸变最小，并且达到基波分量幅度可 调的目的，ｍ －１ 次以下的谐波分量均可从电压波形中消 除掉。通常，通过适当地选择不同电平逆变器中的开
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现代多电平逆变器的控制策略
４／２００６
图７
十一电平逆变器产生的负载电压空间矢量
图 ８ （ａ ）示出一个十一电平多单元逆变器中的一 个单元产生的电压，该逆变器每相有 ５ 个单元，输出 频率为 ５０ Ｈｚ。同样频率、调制因数为 ０．９９ 的逆变器的 负载电压波形如图 ８ （ｂ ）所示。 图６ 一个具有不同调制因数的七电平阶梯波形的正 半周 通过数学计算和对图 ６（ａ）到图 ６（ｃ）的观察，可 以得出一个多电平阶梯电压的通用谐波表达式［７ ］ ： 4 hn = [V1 cos( nα1) ± V 2 cos( nα2 ) ± K ± Vm cos( nαm ) ] n π …………………………………………………（３） 式中：正号表示上升沿，负号表示下降沿。 １．４ 低开关频率空间矢量控制 基于空间矢量理论，文献［２］介绍了一个不同概 念的多电平逆变器控制方式。这种控制策略，称为空 间矢量控制（Ｓ Ｖ Ｃ ） ，它工作于低的开关频率，并且在 每一个开关期间不会产生预期负载电压的平均值，这 和空间矢量调制（Ｓ Ｖ Ｍ ）的原理是一样的。 图 ７ 示出了一个十一电平逆变器产生的 ３１１ 个不同 的空间矢量，其中也包含了参考负载电压矢量 Ｖ ｒｅｆ。空 间矢量控制的主要思想是传送给负载一个电压矢量， 这个矢量可使空间误差或与参考矢量 Ｖ ｒ ｅ ｆ 的距离最小。 十一电平逆变器产生的高密度的矢量（图 ７）与参考矢 量的偏差很小，因此就没有必要再应用对参考矢量邻 近的 ３ 个矢量进行相应计算的更复杂的调制方案。 图 ７ 中带阴影的六角形表示最大接近度的边界，意 为当参考电压 Ｖ ｒ ｅ ｆ 处于这一区域时，矢量 Ｖ ｃ 必须被选 取，因为它最接近该参考值。 图 ９ 示出参考矢量和应用于 Ｓ Ｖ Ｃ 的逆变器产生的 矢量［２ ］ 。在电平数较多时，这种方式既简单又具有 吸引力。当电平数减少时，逆变器所产生的矢量与参 考矢量之间的误差将会较大，这将使负载电流纹波 增加。 １．５ 直接转矩控制 为了有效地控制交流传动装置的转矩和磁通，作 为取代磁场定向控制方式的另一种选择，在低压二电 平逆变器中发展了直接转矩控制（Ｄ Ｔ Ｃ ）技术［２ ０ ］ 。同 图８ 应用于 ＳＶＣ 的 １１ 电平逆变器产生的电压波形
NPCH桥五电平逆变器直流侧电容电压平衡控制
position vector and
balance v
in the prediction
were selected，and then the
optimal vector was selected according
value. However，compared with the traditional MPCalgorithm，the voltage-jDrediction algoritlim has ad
vantages of simple structure&small computation and no more than 7 voltage vectors selected at each time.
The simulation andexperiment both demonstrate the voltage-prediction proposed has a very good effect on
收 稿 日 期 ：2 0 1 7 - 0 3 - 0 6 基 金 项 目 ：国 家 自 然 科 学 基 金 项 目 （5 1 7 0 7 0 8 6 ) 作 者 简 介 ：戴 鹏 （1 9 7 3 — ），男 ，博 士 ，教 授 ，硕 士 生 导 师 ，研 究 方 向 为 电 力 电 子 与 电 力 传 动 、电 机 控 制 与 保 护 ;
was proposed tobalance the DC-side capacitor voltages based on M P C . The S V P W M algorithm was used
to determine the reference
voltage vector position，and the
级联STATCOM直流侧电压平衡控制方法
中图 分 类 号 ： Ｍ ４４ Ｔ ６ 文献 标 志码 ： Ａ 文 章 编 号 ：１０ － ４ Ｘ（０ ０ １一 ０ ｌ ０ ０７ ４９ ２ １）１ ｏ３一 ６
Ｂａ ａ ｃ ｎ ｏ ｔ ｏ ｅ ｈ ｄ ｏ ｌ ｎ ｉ ｇ ｃ ｎ ｒ ｌｍ ｔ ｏ ｆＤＣ ｏ ｔ ｇ ｆ ｖ ｌ ｅｏ ａ
ｔ ｅ ｃ ｒｉｒｐ ａ ｅ ｓ ｉ ｅ Ｗ Ｍ． Ｃ ｎ ｒ ｌａｇ ｒ ｈ ｉ ｓｍｐ ｅ ｓｎ ｅ ｔ ｅ ｂ ａ ｃｎ ｔ ｏ ｅ ａ ａｅ ｈ ｈ ａｒｅ ｈ ｓ ｈ ｆ ｄ Ｐ ｔ ｏ ｔｏ ｌｏ ｔ ｍ ｓ ｉ ｌ ｉ ｃ ａ ｎ ｉ ｇ ｍｅ ｈ ｄ ｓ ｐ ｒ ｔｄ ｔ ｅ ＤＣ ｉ ｈ ｌ
压 高于平均值 且 变 高的模块 的驱动 信号 与直 流 电压 低 于平均 值且 变低 的模 块 的驱 动 信号 交换 ， 以
载波相 位差造 成 的直流侧 不平衡 来补 偿 开关损耗 等 造成 的不平衡 。该 方 法将 直流侧 平衡 和静 止 同
步补偿 系统控 制分 开 ， 法 简单 ， 算 省略 了直流侧辅 助 直流 电源 ， Ｈ桥模 块 更加 间 单 ， 使 ｘ － 节省 了成 本 。 ａ － 通 过仿 真分析 和 实验 结 果证 实 了该 方法 的正确性 、 效性 和 实用性 。 有
ｄ ｖ ｎ ｉｎ ｌ ｆｔｅ ｍｏ ｕ ｅ ｗｈ ｓ ｏ ｔｇ ｓ ｄ ｃｅ ｓｎ ｎ ｏ ｒｔ ａ ｈ ｖ ｒｇ ．Ｔｈ ｎ ａａ ｃ ｉ ｒ ｉ ｇ ｓｇ ａ ｓ ｏ ｈ ｄ ｌ ｏ ｅ ＤＣ ｖ ｌａ ｅ ｉ ｅ ｒ ａ ｉ ｇ ａ ｄ ｌｗｅ ｈ ｎ ｔ ｅ ａ ｅ ａ ｅ ｅ ｕ ｂ ｌｎ ｅ ｏ ｈ ｆｔ ｅ ＤＣ ｉ ｅ ｃ ｕｓ ｄ ｂ ｈ ｗｉ ｈ ｎ ｏ ｓ ａ ｄ ｏ ｈ ｒ ｌｓ ｅ ｏ ｌ ｏ ｅ ａ ｅ ｔ ｅ ｕ ｂ ｌ ｎ ｅ ｃ ｕ ｅ ｙ ｓｄ ａ ｅ ｙ ｔ ｅ ｓ ｔ ｉ ｇ ｌ ｓ ｎ ｔ ｅ ｏ ｓ ｓ ｃ ｕ ｄ ｃ ｍｐ ｎｓ ｔ ｈ ｎ ａａ ｃ ａ ｓ ｄ ｂ ｃ
微电网系统中多种逆变器的并联组网控制策略
微电网系统中多种逆变器的并联组网控制策略张明光;张义娜;孙慧丽;郭得政【摘要】采用氢燃料蓄电池单体的串并联组成的电池模块作为储能系统中的主要储能装置,多种逆变器连接在同一条公共线上.在微电网处于孤岛运行模式时,考虑到储能单元的逆变器间环流的存在、不同设备控制器的不同工作特性、低通滤波嚣存在的影响,提出新的下垂控制理论.利用逆变器模拟同步发电机的频率调节特性,保证负荷发生变化时微电网频率的稳定性;利用静止无功补偿器SVC补偿系统无功,以保障系统电压的稳定,进而实现多种逆变器的组网运行.利用PSCAD仿真软件进行仿真,验证对所建立的模型采取的一系列控制策略的有效性和正确性.【期刊名称】《兰州理工大学学报》【年(卷),期】2014(040)004【总页数】6页(P86-91)【关键词】孤岛运行;下垂控制;频率调节;SVC;PSCAD/EMTDC【作者】张明光;张义娜;孙慧丽;郭得政【作者单位】兰州理工大学电气工程与信息工程学院,甘肃兰州730050;兰州理工大学电气工程与信息工程学院,甘肃兰州730050;河南省濮阳供电公司,河南濮阳457000;新疆神火炭素制品有限公司,新疆乌鲁木齐830000【正文语种】中文【中图分类】TM76随着资源的紧缺、负荷的持续增加，风能、太阳能等可再生能源的分布式发电技术已在世界各国得到迅猛发展.微电网是将分布式发电、负荷、储能设备及控制装置等结合，形成的一个单一可控的控制系统.微电网可以运行于孤岛／并网模式，大电网出现严重故障时，微电网孤岛运行，储能系统作为主供电电源来维持系统的正常稳定运行.无疑储能逆变器的控制策略是微电网电能质量综合考究的问题.目前，对逆变器控制策略研究已相当成熟.文献［1］在虚拟同步发电机（VSG）一次电压控制器的基础上，提出了一种在线计算电压控制新算法，但VSG的同步电抗不能无限制增加.文献［2］采用传统的PQ下垂控制理论，该方法对于多台逆变器并联运行时，输出电压频率和幅值精度不能得到很好的保障.文献［3］提出了基于虚拟频率-电压的下垂控制，这种方法要求多个并联逆变器转换角相同，其实现条件苛刻.文献［4］通过引入感性虚拟阻抗，提出一种适合微电网多逆变器并联的电压电流双环下垂控制策略；但文中在多个逆变器并入系统的瞬间逆变器间所产生的环流较大，其消除时间也较长.文献［5］对于多逆变器提出了环链控制法，下级逆变器的电流参考信号由上级逆变单元提供；然而，链环的存在使得该控制策略不能实现热插拔.基于上述情况，有必要研究如何更为全面地建立储能系统逆变器的控制策略.本文针对大电网出现故障时，建立基于微电网孤岛运行时的模型.通过引入新的功率变量，实现多逆变器间的控制解耦；再次考虑到逆变器之间环流、不同设备的不同工作特性、低通滤器的影响，设计出新的下垂控制方案；模拟同步发电机的频率调节特性，增添静止无功补偿器SVC，实现微电网的频率无差调节、电压的调整.最后通过PSCAD／EMTDC仿真软件搭建仿真模型来验证提出的控制策略.1 储能系统的构成及燃料电池的数学模型分布式发电并网方式运行时，一般不需要储能系统，但在孤岛运行时，为保持小型供电系统的频率和电压的稳定，储能系统往往是必不可少的.分布式发电的储能技术主要包括蓄电池储能、飞轮储能、超级电容储能、压缩空气储能和蓄水储能等. 电池类储能装置自损耗小，能量存储时间长；但响应速度慢，循环寿命短.在大量储存可再生能源发电时，作为备用电源对负荷进行供电.本文采用蓄电池储能，同时小型汽轮发电机作为微电源对能量进行即时补偿.对于蓄电池储能，采用氢燃料电池单体的串并联来组成一个电池模块.氢作为重要的二次能源，燃烧时不会释放CO x、NO x、SO x气体和粉尘等污染物.氢通过可再生能源产生，整个循环过程实现了无有害物质排放、清洁无污染.在储能系统中，由于氢燃料电池输出的直流电压一般不高且变化范围较大；而燃料电池分布式并网发电系统中，需要采用电力电子变换电路实现由不稳定直流电能向稳定交流电能的转换.本文氢燃料电池发电系统采用两级结构——DC／DC变换和DC／AC变换，如图1所示.氢燃料电池输出的直流电压一般不高，采用Boost直流升压变换器（如图2所示）来提升氢燃料电池输出电压.图1 氢燃料电池两级并网发电系统结构Fig.1 Two-stage grid-connected power generation system structure with hydrogen fuel cell图2 Boost直流升压变换器Fig.2 Boost converter for DC voltage boosting2 蓄电池多储能系统接入微电网的组网控制策略研究2.1 储能系统中三相逆变器的建模与设计单台三相逆变器结构如图3所示，图中C f和L f分别为滤波电容和电感，r为线路电阻.图3 三相逆变器主电路Fig.3 Main circuit of three-phase inverter由图3得三相逆变器的模型：式中：i＝A，B，C，分别指 A、B、C相；u k i为滤波前的逆变器输出电压；u o i为滤波后逆变器的输出电压；i L i和i o i分别指电感电流和输出电流.经过派克变换，式（1）在旋转坐标系下的表达式如下式所示：此处采用电压外环、电流内环的双闭环控制方式，所以三相逆变器在dq旋转坐标系下是耦合的，经过解耦的双闭环控制框图如图4所示.图4 三相逆变器电压电流双闭环解耦控制框图Fig.4 Block diagram of decoupling control of voltage-circuit dual-loop with three-phase inverter 根据储能系统中逆变器在孤网模式下工作时的特点，孤网运行时，储能系统作为主力供电单元为负载提供电能，对频率的保持和电压的稳定有更高的要求，故此处选用电压外环电感电流内环的双闭环控制方式［6-7］.ωL f i Ld和ωL f i Lq作为解耦项使得无功电流和有功电流可以实现独立的控制.电压电流双环控制充分利用了系统的状态信息，不仅动态性能好，稳态精度也较高.2.2 两储能单元的逆变器并联模型对于多个储能单元的系统，采用多逆变器连接在同一条公共线上.以两个储能单元的逆变器并联为例，其结构图如图5a所示，等效电路如图5b所示.图5 逆变器并联主电路Fig.5 Main circuit of parallel-connected inverters在计算逆变器的功率时采用逆变器输出端电压.根据基尔霍夫定律，由图6可以推导出负载端的电压利用式（3）可以得出第一台逆变器输出电流的向量表达形式：由此可以得到第一台逆变器发出的复功率：其中：a、b、c、d是由线路阻抗组成的参数表达式.由式（5）可以看出，逆变器的有功功率P和无功功率Q不仅与E 1和E 2有关，也与θ1和θ2有关.说明多逆变器的控制之间存在着耦合关系.2.3 改进的下垂控制理论下垂控制是对系统中每个供电电源进行实施的，可以在电源电压最小限度偏离参考电压的情况下实现电源按额定功率比例分配给负载.功率下垂控制是实现多机稳定并网的主要控制策略.1）为了有类似于分别单台非并联逆变器的控制特性，引入新的变量［8-9］.定义如下：通过做差得到：为明确控制量与被控制量之间的关系，实现P 1t和P 2t的差值只与两台逆变器输出电压的相位差有关，Q1t和Q2t的差值只与电压的幅值差有关.令根据上述推导，确定下垂控制方式为2）由于上述控制量是新定义的下垂控制量，则无法保证电源按额定功率比例分配给负载，不能消除逆变器之间环流的流动.不同额定容量微电源的微网中，环流大小是衡量系统功率分配精度的重要指标.若逆变器间环流为零，根据基尔霍夫定律有：由式（11）可知，逆变器的各个输出阻抗与连线阻抗不同时，希望通过下垂法将该逆变器的输出电压也做相应调整；将输出功率小的逆变器的电压幅值下垂系数减小，可以增大其输出压降.由此出发，把功率的一次方引入到下垂系数.同时，储能系统除蓄电池蓄能外，还包括飞轮储能、超级电容储能，以及小型汽轮发电机等为电源.综合考虑到微电网中不同设备控制器的工作特性，把二阶功率引入下垂系数中.还要对低通滤波进行补偿，加入微分环节来提高系统响应速度［10-11］，来更好地实现微网的精确、稳定运行.由此出发，提出新的下垂控制方程：改进后的下垂算法实现了系统运行的自适应调整.当检测到功率变化时，根据实际输出功率的大小自动对下垂量进行动态调节.2.4 频率、电压的调整多个储能单元同时大量投入运行时，多数情况微电网处于孤岛运行模式.此时，为保持微电网的正常运行，要保证微电网电压和频率在要求范围内.1）频率的调整.对于改进后的逆变器的下垂控制特性，当负荷功率发生变化时，逆变器被分配的功率发生了变化，此时逆变器的频率将不再是额定频率，这说明上述下垂控制方式不能保持频率的稳定性.借鉴同步发电机的频率调节特性曲线［12］，设置逆变器的控制特性曲线如图6所示.其调节过程为：逆变器初始工作点为A点，当负荷增加时，逆变器工作点沿曲线1移动至B点；此时如果将曲线保持斜率不变向右平移，使逆变器工作点变为C点，则可使频率回复至f ref，即逆变器工作在曲线2，功率缺额由小型汽轮发电机来提供，实现了储能逆变器的无差调频.图6 逆变器的频率调整曲线Fig.6 Frequency adjusting curve of inverter2）电压的调整.上述改进的下垂控制理论中，逆变器阻抗大的端电压大些，这也导致了逆变器间电压的差值.通过静止无功补偿器SVC补偿无功，来达到逆变器间电压差值为零的目的［13-15］.逆变器容量足够大时，在发送一定有功功率的情况下，无功功率受到有功功率和传输线路的限制.氢燃料储能蓄电池组逆变器发送的有功功率与氢燃料电池的单元数、串并联方式等因素有关.当有功功率满足负荷要求时，SVC补偿的无功功率Qj为其中：Q o1、Q o2分别为氢燃料蓄电池的逆变器提供的有功功率，Qq为小型汽轮发电机发出的有功功率.则SVC补偿能量极限为选取SVC的容量范围为3 仿真与实验为进一步验证所提出控制策略的正确性，本文设计开发了实验平台，实验平台配置如图7所示.储能系统包括两组不同的氢燃料蓄电池组组成的子系统、一台微型汽轮机、静止无功补偿装置SVC.氢燃料蓄电池组通过氢燃料蓄电池单体的串并联组成.负荷主要包括一台感应电机、阻抗负载、卸荷负载与无限大电网共同构成.图7 实验平台配置图Fig.7 Arrangement of experiment platform本文采用仿真软件PSCAD／EMTDC对前面改进的下垂控制策略以及系统频率、电压的稳定性所采取措施的可行性和正确性进行仿真验证.具体参数如表1所示.表1 系统参数设置Tab.1 Setting of system parameters电网线电压运行频率滤波电抗滤波电容额定功率400 V 50 Hz L 1＝1.2 m H L 2＝0.6 m H C1＝C2＝1 500μF P o1＝200 W P o2＝400 W仿真过程为：两个储能单元的逆变器并网、离网、满载动态改变过程.釆用传统下垂控制和改进的一系列控制策略进行两次仿真.观测单台逆变器的频率输出、电压输出和功率输出动态特性.逆变器在t＝2 s时并入电网，t＝5 s时发出有功功率120 W，无功功率50 W，在t＝10 s时电网电压下降5%，在t＝15 s时联网模式转为孤岛模式，控制方式由并网运行时的电流控制转为电压电流双闭环控制.t＝20 s半载加至满载.随后采用改进后的一系列控制策略重复上述步骤.仿真结果如图8所示.由图8a可见，当t＝20 s半载加至满载时，逆变器被分配的功率发生了变化，逆变器的频率将不再是额定频率，加入虚拟同步发电机的控制环节，频率的稳定性有了很大改进.由图8b可见，在t＝15 s时并网模式转为孤岛模式，t＝20 s半载加至满载，当检测到功率变化时，根据实际输出功率的大小自动对下垂量进行动态的调节；加之通过静止无功补偿器SVC补偿无功，实现了逆变器的电压基本稳定的目的，同时，也保证了多个逆变器间电压差值近乎为零的要求，进而进一步确保了逆变器间无环流的流动.图8c中，在t＝15 s时，微电网由并网转为孤岛模式运行，此时逆变器间的有功、无功要进行重新分配，由于SVC的加入，逆变器无功波动有所减少，使得逆变器对无功的输出明显减少，这也进一步削弱了逆变器间无功电流的流动.由于有功、无功的相对稳定，根据改进的新的下垂控制方程，进而确保了当大电网发生故障时，微电网进入孤岛模式的稳定运行，保证了微电网额定的电压和频率.图8 传统、改进下垂控制下逆变器输出系列仿真波形Fig.8 Serial simulation waveforms of inverter output with traditional and improved droop controls 由图8d可见，虚拟同步发电机控制模型和改进下垂控制器的采用使得环流抑制效果更好，模式切换和负荷变动条件下环流问题得到了改善，证明没有过多的潮流消耗在两逆变器连接线路阻抗上，改善了负荷功率分配，保障了微电网的供电质量.4 结论采用氢燃料蓄电池单体的串并联组成的电池模块作为储能系统中的主要储能装置.根据微电网自治运行时并联系统的特点，得出了改进后的下垂控制算法，该算法在微电网处于孤岛运行模式时，去除了储能逆变器间存在的环流，避免了不同设备控制器的不同工作特性、低通滤波器存在的影响.通过逆变器模拟同步发电机的频率调节特性，添加静止无功补偿器SVC补偿系统无功，确保了负荷发生变化时微电网频率的稳定、系统电压的稳定，进而实现了多储能逆变器的并联组网运行.仿真和实验结果表明，改进后的多储能逆变器的并联组网控制策略可有效避免微电网中新能源发电间歇不稳定的问题，从而提升了其供电质量和能量利用效率.参考文献：［1］杨向真，苏建徽，丁明.面向多逆变器的微电网电压控制策略［J］.中国电机工程学报，2012，32（7）：7-13.［2］ ZHONG 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多电平逆变器的工作原理、控制方法以及仿真
目录第一章绪论 (1)1.1多电平逆变器的背景 (1)1.2多电平逆变器的研究现状 (2)1.3多电平逆变器的应用 (3)第二章多电平逆变器的种类介绍 (6)2.1二极管箝位式多电平逆变器及其优缺点 (6)2.2电容箝位式多电平逆变器及其优缺点 (6)2.3H桥级联式多电平逆变器及其优缺点 (7)第三章多电平变换器PWM调制策略 (8)3.1多电平变换器PWM调制策略的分类 (8)3.2多电平SPWM调制策略 (9)3.2.1 SPWM调制策略 (9)3.2.2 载波垂直分布多电平调制策略 (9)3.2.3 载波水平移相多电平调制策略 (10)3.2.4多载波SPWM调制策略谐波分析 (10)3.3多电平SVPWM调制策略 (46)3.3.1 SVPWM调制策略 (46)第四章多电平逆变器中的电压平衡技术 (48)第五章三电平中点箝位型逆变器SPWM控制策略与仿真 (53)5.1三电平NPC逆变器SPWM方法 (53)5.2基于MATLAB的三电平NPC逆变器SPWM仿真 (54)5.2.1仿真系统整体框图 (54)5.2.2 基于载波反向SPWM带电机负载的仿真模块 (55)5.3基于载波同向SPWM带电机负载的仿真模块 (57)5.3.1 SPWM开关信号的发生模块 (57)5.3.2仿真结果与分析 (57)5.4基于注入三次谐波的SPWM带电机负载的仿真模块 (58)5.4.1 SFOPWM开关信号的发生模块 (58)5.4.2仿真结果与分析 (58)5.5三电平NPC逆变器SPWM的实验结果 (59)5.6小结 (59)第六章总结展望 (60)第一章绪论1.1 多电平逆变器的背景电力电子技术自二十世纪50年代诞生以来,经过近半个世纪的飞速发展,至今已被广泛应用于需要电能变换的各个领域。
在低压小功率的用电领域,电力电子技术的各个方面己渐趋成熟,将来研究的目标是高功率密度、高效率、高性能;而在高压大功率的工业和输配电领域,各个方面的技术正成为当今电力电子技术的研究重点。
多电平逆变器简介
多电平逆变器拓扑结构及其控制策略的比较多电平逆变器主要有三种拓扑结构：二极管箝位型、飞跨电容型和级联型。
二极管箝位型电路需要保证直流侧电容均压，控制困难，实际应用中还是三电平电路为主，一般不超过五电平。
飞跨电容型，亦称电容箝位型，同样存在电容电压平衡控制及冗余开关状态优化的问题，实际应用较少。
级联型多电平逆变器，又称链式逆变器，以普通的单相全桥（H桥）逆变器为基本单元，将若干个功率单元直接串联，串联数越多，输出电平数也越多。
它的优点是不存在电容平衡问题，电路可靠性提高，易于模块化，适合7电平、9电平及以上的多电平应用，是目前应用最广的多电平电路。
缺点是需要多路独立的直流电源且不易实现四象限运行。
多电平逆变器的PWM控制策略可分为：在上述的多电平逆变器的PWM控制法中，空间电压矢量控制法适用于三-五电平的逆变器，五电平以上的多电平逆变器空间电压矢量数目较多，控制算法复杂，不适合用该方法。
对于五电平以上的多电平逆变器，适合采用载波调制PWM控制法。
载波层叠PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，既可用于二极管箝位型和飞跨电容型逆变器，也可以应用于具有独立直流电源的级联型逆变器。
载波移相PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，则适合于级联型多电平逆变器。
开关频率优化PWM控制法由于正弦调制波中加入了三次谐波，因而只适用于三相多电平逆变器。
对于三相具有独立直流电源的级联型多电平逆变器，载波移相和开关频率优化结合的PWM控制法，可提高等效开关频率，控制效果更好。
多电平三相逆变器中，空间矢量密集，可供选择的矢量模大小种类很多，电压合成更加接近正弦波，所以多电平的空间电压矢量法控制进度高，输出电压的谐波含量小。
但在电平数在5电平以上的多电平逆变器中，此时空间电压矢量PWM法控制算法非常复杂。
一、NPC型多电平逆变器优点：1）可根据不同的需要选择不同的功率器件，提高功率器件的利用率；2）电平数越大，输出电压的谐波含量就越少，输出电压波形与正弦波就越接近；3）可直接实现大功率和高电压，功率变换装置的成本降低。
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一种基于功率补偿器的多电平逆变器直流电压平衡的控制方法曹靖1李红涛1 周京华1徐继宁11) 北方工业大学机电工程学院，北京1001441) Email：caojing@摘要基于对级联H桥型多电平逆变器结构及特点的分析，本文阐述了目前常见的直流侧电容电压平衡控制方法的特点。
根据能量平衡理论建立的级联H桥型多电平逆变器平均模型，进行了优化多电平PWM控制策略的研究，通过SIMULINK仿真，验证了优化多电平PWM控制方法在工程中的可行性，并为级联H桥型多电平逆变器各模块间直流电容电压的平衡控制，提出了新的改进方法。
本文的分析为级联H桥型多电平逆变器的仿真及工程应用提供一定的参考依据。
关键词级联多电平逆变器，优化PWM控制，电压平衡，SIMULINKAbstract Based on the analyzing of the structure and characteristics of cascaded H bridge multi-Level converter, this paper mainly studied the feature of control method solving these DC capacitors’voltage balancing problems. The main work is as following: average model of Cascaded H-Bridge Multi-Level Converter is built according to the energy balance theory, the strategy of optimal multilevel PWM control is studied, the feasibility of the optimal multilevel PWM control is verified using SIMULINK, and a new improved method is proposed for voltage balancing between every DC capacitor module in cascaded H bridge multi-Level converter. The analysis and the conclusion in this paper will provide a frame of reference for simulation and application of cascaded H bridge multi-Level converter.Keywords Cascaded Multi-Level Converter, DC capacitor voltage balancing, optimal multilevel PWM control, SIMULINK1．引言伴随着电力电子器件的飞速发展，不仅出现如IGCT、IEGT等一些新的开关器件，已有的开关器件得益于新材料技术，加工工艺技术不断革新，也逐渐向更高的频率，更大的容量方向发展。
开关器件的发展推动了逆变技术逐步向着高频化、模块化、智能化和大容量化方向发展，这些新技术，新成果，广泛应用于电力系统和电气传动领域。
目前在大功率逆变电路中，容量的提高局限于单只开关管的电压容量、电流容量和功率等级，因此，往往采用多重化变压器来完成功率等级的转换，但是这不仅增加设备的制造成本，也使得安装、维护十分不便。
多电平技术的出现为逆变器大容量化发展开辟了新的道路。
其主要特点是采用多个电平合成阶梯波以逼近正弦输出，电平的数量越多，输出的电压或电流波形谐波越小，越接近于正弦输出，从而得到高质量的输出波形。
多电平逆变器的开关频率要求不高，开关器件应力较小，系统效率高，更适合高压大容量场合。
多电平逆变器主要的电路拓扑有三种[1]：二极管钳位型多电平逆变器、飞跨电容多电平逆变器和级联H桥多电平逆变器。
其中，二极管钳位型逆变电路，由于其电平的增加需要大量的钳位二极管，控制方法也变得很复杂，多个二极管所需额定参数不同，又会造成设计容量上的浪费，因此通常被局限在五电平以下。
飞跨电容多电平逆变器也存在由于电平的增加引入过多的电容，体积庞大、成本高，控制方法也非常复杂。
级联H桥多电平逆变器（Cascaded Multilevel Converter，CMC）也称为链式结构多电平逆变器，相比于上述两种结构在改善系统的稳态性能和动态性能方面具有控制灵活、连续、精确，工作范围宽，谐波小，成本、体积及损耗低等很多优势，逐渐成为目前研究的热点。
2．级联多电平逆变器的结构及控制方法应用于无功补偿的级联H桥多电平逆变器的典型结构如图1所示，主体是由n个独立单元级联构成，每个独立单元都是一个H型的单相逆变桥，称其为级联H桥（cascaded H-bridge，CHB）模块。
图1 级联H桥多电平逆变器的典型结构对于三相逆变器而言，每一相的主体是由n个独立单元级联构成，每个独立单元都是一个H型的单相逆变桥，称其为级联H桥（cascaded H-bridge，CHB）模块。
这种结构易于实现装置模块化的灵活配置，实现独立分相控制，有利地解决系统的相间平衡问题，提高可靠性，方便维修。
同时为了达到更好的谐波特性，这种拓扑结构往往结合PWM控制技术，级联的级数越大，合成的阶梯波越逼近正弦，使系统在具有较高耐压的同时具有更低的谐波。
级联多电平逆变器在控制方式的选择上，不仅要考虑其输出电压的谐波失真，同时也要考虑H桥模块直流侧电容电压的平衡控制问题。
因为，每个模块的独立直流电容器在工作时会由于参数的差异，温度的变化，工作条件的不同等因素导致直流侧电压不均衡，而且这种不均衡会随着级联的级数增加而凸显，协调控制的难度加大，进而严重影响整个逆变装置的工作性能。
CHB模块直流电容电压的控制一般有两种方式，一种采用硬件电路的方式，如为每个电容外加独立直流电源，对电容电压进行钳制，这种方式大大降低CMC的控制复杂度，但成本过高，且增加不必要的损耗。
另一种采用PWM软件控制方式，PWM信号不仅要控制CMC的输出特性，另外尽可能的保证电容电压的平衡。
已有的PWM软件控制方法主要有：CHB 模块调制指数独立控制法[2]、谐波补偿法[3]、基于PSCPWM的排序控制方法[4]以及优化PWM控制方法[5]等。
CHB模块调制指数独立控制法，即根据每个CHB 模块的电容电压高低的不同，在保证相位一致的情况下，计算出各自的调制指数，使其电容电压平衡。
但采用该控制方法，由于电容电压的动态调整，需要实时计算调制指数，一方面加大了控制复杂度，另一方面也导致CHB模块输出的电压谐波失真增加，影响系统的输出性能。
谐波补偿法主要利用电压、电流中的谐波成分弥补CHB模块的能量损耗，平衡电容电压。
该方法的算法复杂，控制难度较大。
由于采用谐波注入，在实际电路中不可能完全互相抵消，因此采用该方法控制的CMC输出特性需进一步研究。
基于PSCPWM的排序控制方法虽然能够较好的解决电容电压平衡问题，但是需要对电容电压进行实时排序，另外也需检测开关动作时的各个模块工况，控制复杂度较高。
优化PWM控制方法主要分为单脉冲PWM和多脉冲PWM两种。
优化单脉冲PWM控制方法如图2所示，在每个周期内，开关管只开关一次，即PWM 为单脉冲信号，由于PWM信号占空比差别较大，造成电容电压的纹波较大，CMC的输出特性不够理想。
图2 优化单脉冲PWM控制的控制信号及CMC输出示意图优化多脉冲PWM相比于单脉冲PWM能使CMC 有更好的输出性能，同时也极大的降低了直流侧电容的纹波电压，因此受到广泛关注。
本文将对优化多脉冲PWM控制方法进行进一步研究和改进，达到CMC 理想的控制效果。
3．CHB电容电压不平衡原因及其平均模型在实际电路中，由于各个CHB模块的器件都非理想，都存在功率损耗，因此，为保证各个CHB模块直流侧的电压稳定，CHB必须吸收部分有功功率，来弥补模块的功率损耗。
如果模块吸收的有功功率大于其损耗功率，电容的储存能量将增加，导致电容电压上升，反之，电容电压下降。
保证CHB模块直流侧电容电压的平衡，就是要尽可能的使各个CHB模块中直流电容的能量吸收与释放平衡，好的方法是保证各个模块吸收的能量相等，同时使各个CHB模块的能量消耗也尽可能的一致。
由于CMC的各个模块为串联，流过的电流具有相同相位与幅度，要保证其吸收的有功功率和发出的无功功率也将相同，必须使各个CHB模块的电压输出也具有相同的相位和幅度。
在实际电路中，由于PWM信号需要经过隔离放大等处理，信号间会产生延迟，从而影响CHB输出电压的相位。
一般情况下，采用优化电路的措施来减小信号延迟影响，例如在电路中使用高精度的数字控制器（如TMS320F2812DSP控制器）确保输出信号的准确，驱动电路也采用对称设计来降低信号延迟的程度。
由于大功率的CMC一般工作在较低频率下，这些电路优化措施基本上可以消除信号延迟的影响。
然而，即使CHB 模块的输出电压相位与控制信号严格同步，也不能保证各个模块直流电容电压的一致，主要是因为各个CHB 模块中的器件损耗存在差异也会影响到电容电压的不均衡。
在电路设计时，各个器件参数很难达到严格一致，因此在电路运行过程中CHB 模块的损耗功率就会存在差异。
对直流侧电容电压平衡产生影响的功率损耗差异因素主要是：直流电容器自身的损耗差异、开关管损耗差异、引线损耗差异以及开关管辅助电路的损耗差异等。
CHB 模块的功率损耗公式可以表示如下：I kU R U P c e 2C += (1)式中，U c 表示电容电压，R e 表示直流电容损耗、开关管的断态损耗、引线损耗以及开关管的辅助电路损耗的等效电阻，k 表示开关管的开关损耗与流过电流的比例关系，I 为流过开关管电流的有效值。
为了便于分析各个功率损耗的影响，进而制定相关的控制策略降低损耗差异维持电压平衡，根据功率损耗公式建立CMC 的平均损耗模型。
如图3所示。
图3 CMC 等效的损耗模型4．控制策略分析与SIMULINK 仿真级联型多电平逆变器在控制策略的选择上，不仅要考虑其输出电压的谐波失真，更重要的是考虑H 桥模块直流侧电容电压的平衡控制问题。
目前级联型多电平逆变器多采用PWM 控制方法，但都过于复杂，也不能将直流电容的电压波动限制到一个合理的范围之内。
优化多脉冲PWM 控制方法简单易懂，在提高逆变器的输出性能方面具有很多优势，是级联H 桥多电平逆变器控制方法的首选，但其本身的开关角的位置存在差异，会造成直流侧电容电压的不平衡，因此要保证电容电压的平衡，必须对该方法进行改进。