常用设计计算lct
lc阻抗计算
lc阻抗计算LC阻抗计算是电路分析中的重要内容之一。
LC阻抗是指由电感L 和电容C组成的电路所产生的阻抗。
在实际电路中，LC阻抗常常会对电路的性能产生重要影响，因此准确计算LC阻抗是进行电路分析和设计的基础。
LC阻抗的计算可以通过分析电感和电容的特性以及电路的特点来实现。
首先，我们需要了解电感和电容的基本概念。
电感是一种存储电能的被动元件，它通过电流的变化来产生电压。
电容则是一种存储电能的被动元件，它通过电压的变化来存储电荷。
在LC电路中，电感和电容是串联连接的，它们的阻抗分别为jωL 和1/(jωC)，其中ω为角频率。
根据阻抗的串联规则，LC电路的总阻抗为LC阻抗，记为ZLC。
LC阻抗的计算可以通过以下步骤来实现：1. 根据电感和电容的数值，计算出它们的阻抗值。
电感的阻抗为jωL，电容的阻抗为1/(jωC)。
2. 将电感的阻抗和电容的阻抗串联连接，即可得到LC阻抗。
LC阻抗的计算公式为ZLC = jωL + 1/(jωC)。
3. 将LC阻抗进行化简，得到最简形式。
根据虚数单位j的性质，可以将LC阻抗化简为ZLC = j(ωL - 1/ωC)。
4. 根据电路中的角频率值，将LC阻抗代入计算公式，即可得到具体数值。
角频率是LC电路中的一个重要参数，它与电感和电容的数值以及信号频率有关。
需要注意的是，LC阻抗的计算结果是一个复数，包括实部和虚部。
实部表示LC电路的电阻，虚部表示LC电路的电抗。
根据实部和虚部的数值，可以判断LC电路对不同频率的信号的响应情况。
总结起来，LC阻抗的计算是电路分析的基础，通过分析电感和电容的特性以及电路的特点，可以得到LC阻抗的计算公式。
根据具体的电感和电容数值以及角频率，可以计算出LC阻抗的具体数值。
LC 阻抗的计算结果是一个复数，包括实部和虚部，可以反映LC电路对不同频率信号的响应情况。
通过准确计算LC阻抗，我们可以更好地理解和分析电路的性能，为电路的设计和优化提供重要参考。
LCT使用手册
LCT使用手册（V2、V3版适用）—培训资料—1．简介 (4)1．1 软件功能 (4)1．2 软件界面 (4)2．软件安装 (6)2．1 软件安装 (6)2．2 新建连接 (6)3．计算机与设备的连接 (9)3．1 LCT连接口 (9)3．2 连接电缆 (10)4．登陆菜单 (11)4．1 命令的输入 (11)4．2 密码 (11)4．3更改密码 (11)5.设备设置（SETTING） (12)5．1系统容量（Bit rate） (12)5．2告警确认信号状态（AIS） (13)5．3频率设置 (13)5．4 发信衰耗的设置 (13)5．5屏蔽未使用2M的告警 (13)5．6 误码告警点设置 (14)5．7 帧ID的设置 (14)6．设备维护（MAINTENANCE） (15)6．1 维护状态 (15)6．2 远端环回 (15)6．3 近端环回 (16)7．设备监视（MONITIORING） (17)7．1 监视电平 (17)7．2 告警和状态 (18)7．3 设备详细信息 (20)8.LCT 菜单一览表 (21)1．简介1．1 软件功能这本手册主要介绍了如何使用LCT也就是Local Craft Terminal实现对NEC 公司的PDH小微波产品PASOLINK进行系统配置、维护、告警以及性能监视等功能。
本地维护终端（LCT）由这样几个部分组成：便携式计算机超级终端软件（Hyper Terminal）IDU中的CTRL模块LCT电缆由于硬件部分便携式计算机，CTRL模块不在本手册所要讨论的范围中，这里不作详细的说明。
在软件方面，超级终端为用户提供了以下主要功能：对设备容量，频率等参数进行设置；对告警项目，告警门限进行设置；监视设备性能连接参数；监视设备告警状态；对设备进行维护以及故障查找定位。
在后面的章节中，将会详细的介绍软件，也就是超级终端的安装，使用方法，以及设备配置维护方面的菜单。
1．2 软件界面Hyper Terminal，也就是超级终端，是一个程序，使用调制解调器或NULL 调制解调器电缆，再调用此程序能够连接其他计算机、远程登录站点、公告板系统（BBS）、联机服务和主机。
LCT总结——概念篇+洛谷P3690[模板]LinkCutTree（动态树）（LCT，Splay）
![LCT总结——概念篇+洛谷P3690[模板]LinkCutTree（动态树）（LCT，Splay）](https://img.taocdn.com/s3/m/1fcabed04128915f804d2b160b4e767f5bcf8052.png)
LCT总结——概念篇+洛⾕P3690[模板]LinkCutTree（动态树）（LCT，Splay）为了优化体验（其实是强迫症），蒟蒻把总结拆成了两篇，⽅便不同学习阶段的Dalao们切换。
LCT总结——应⽤篇概念、性质简述⾸先介绍⼀下链剖分的概念（感谢laofu的讲课）链剖分，是指⼀类对树的边进⾏轻重划分的操作，这样做的⽬的是为了减少某些链上的修改、查询等操作的复杂度。
⽬前总共有三类：重链剖分，实链剖分和并不常见的长链剖分重链剖分实际上我们经常讲的树剖，就是重链剖分的常⽤称呼。
对于每个点，选择最⼤的⼦树，将这条连边划分为重边，⽽连向其他⼦树的边划分为轻边。
若⼲重边连接在⼀起构成重链，⽤树状数组或线段树等静态数据结构维护。
⾄于有怎样优秀的性质等等，不在本总结的讨论范畴了（其实是因为本蒟蒻连树剖都不会）实链剖分同样将某⼀个⼉⼦的连边划分为实边，⽽连向其他⼦树的边划分为虚边。
区别在于虚实是可以动态变化的，因此要使⽤更⾼级、更灵活的Splay来维护每⼀条由若⼲实边连接⽽成的实链。
基于性质更加优秀的实链剖分，LCT(Link-Cut Tree)应运⽽⽣。
LCT维护的对象其实是⼀个森林。
在实链剖分的基础下，LCT资磁更多的操作查询、修改链上的信息（最值，总和等）随意指定原树的根（即换根）动态连边、删边合并两棵树、分离⼀棵树（跟上⾯不是⼀⽑⼀样吗）动态维护连通性更多意想不到的操作（可以往下滑⼀滑）想学Splay的话，推荐LCT的主要性质如下：1. 每⼀个Splay维护的是⼀条从上到下按在原树中深度严格递增的路径，且中序遍历Splay得到的每个点的深度序列严格递增。
是不是有点抽象哈⽐如有⼀棵树，根节点为1（深度1），有两个⼉⼦2,3（深度2），那么Splay有3种构成⽅式：{1−2},{3}{1−3},{2}{1},{2},{3}（每个集合表⽰⼀个Splay）⽽不能把1,2,3同放在⼀个Splay中（存在深度相同的点）2. 每个节点包含且仅包含于⼀个Splay中3. 边分为实边和虚边，实边包含在Splay中，⽽虚边总是由⼀棵Splay指向另⼀个节点（指向该Splay中中序遍历最靠前的点在原树中的⽗亲）。
安全监测各类仪器成果计算方法
安全监测资料成果计算方法汇编1应变计的计算1.1差阻式应变计数据的格式以及总应变的计算计算公式:温度：T=a' (Rt-RO)成果：& m= k (Z-ZO) +(b- a c) • (Ti-TO ) (1) 式中：T —温度a'—仪器的温度系数RO —O C时仪器的计算电阻c m—应变计的总应变卩&Z0 —电阻比的基准值0.01 %Zi —电阻比的观测值0.01 %b -仪器的膨胀修正系数。
a C —为砼的膨胀系数，通常a C在5.6〜12.0 X 10-6/ C范围内。
一般情况下取10X 10-6/ CoK—仪器的校正系数。
注意：当仪器有一根芯线断或其它原因异常情况下，采取4线观测时，测值只有：RS 2r、和Z4情况下，需要将结果换算成上述计算的参数，进行计算。
其中：Rt= R s-2r (2)Z=Z4+(Z4-1)2r/R t (3)1.2振弦式应变计数据的格式以及总应变的计算x111 —1( x ——y -(1 )(1 2 ) 1 1(1)(1 2 )z )z )计算公式:& m= k （Li-LO ） +（b- a c ） • （Ti-TO ）（4）式中：£ m-应变计的总应变（!£,Li —频率模数，物理含义为频率的平方除以 1000。
L0—频率模数的基准值。
1.3单支应变计和无应力计单支应变计和无应力计均按照上式（1）和（4）进行计算。
无应力计计算时成果代号为& g o1.4应变计组单轴应变的计算 1.4.1应力应变的计算应力应变计算式：£ = £ m- £ g1.4.2两向应变计组单轴应变的计算1.4.3三向应变计组单轴应变的计算其中：卩—混凝土的泊松比,1(1) (1 2 )1(1) (1 2 )般常用 0.16y )x )144五向应变计组单轴应变的计算对于5向应变计组应进行平衡修正和单轴应变计算：如图所示的 5向应变计，其平 衡修正按下面进行。
继电保护课程设计
继电保护课程设计目录摘要………………………………………………………………………………….. 1设计说明…………………………………………………………………………..1.1 主接线 (2)1.2CT、PT配置 (2)2主要保护原理及整定……………………………………………………………2.1发电机纵差动保护……………………………………………………………2.1.1保护原理……………………………………………………………………2.1.2整定内容……………………………………………………………………2.2发电机定子匝间保护………………………………………………………….2.3发电机过激磁保护……………………………………………………………2.4发电机失磁保护………………………………………………………………2.5发电机反时限负序过流保护…………………………………………………..2.6发电机逆功率保护……………………………………………………………2.7发电机两点接地………………………………………………………………结论…………………………………………………………………………………参考文献……………………………………………………………………………摘要课程设计师对所学知识的一个综合性应用，能够加深我们对基础知识的理解，为以后的工作打下良好的基础。
本设计严格遵循了继电保护课程中发电机与母线保护部分的设计原则，主要介绍了在电气设计中对于300MW发电机保护的原理及各种保护方法与整定手段，如发电机纵差动保护、发电机定子匝间保护、发电机过激磁保护、发电机失磁保护、发电机反时限负序过流保护、发电机逆功率保护等保护方法，以及一些重要参数的计算与整定方法。
通过这次设计，是我们对发电机与母线保护有了一个比较全面而系统的认识和掌握。
关键词：纵差动保护；发电机保护；整定方法；反时限。
1 设计说明1.1主接线300MW 发电机主要保护原理设计，适用于发电机组采用单元接线，高压侧接入380kV 11/2接线系统；发电机出口侧无断路器；励磁方式为静态励磁系统；在发电机出口侧引接―台高压厂用工作变压器（采用三相分裂线圈）。
考虑边缘磁通的LCT新型六电容频域解析模型
第27卷㊀第7期2023年7月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.7Jul.2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀考虑边缘磁通的LCT 新型六电容频域解析模型金平1,2,㊀张佳鑫1,2,㊀周天睿1,2(1.河海大学能源与电气学院,江苏南京211100;2.河海大学江苏省输配电装备技术重点实验室,江苏常州213022)摘㊀要:基于有限元的松耦合变压器(LCT )设计往往只能考虑电场或磁场效应,存在计算复杂㊁耗时,不能得到参数间较为直观的物理关系,以及不能进行频域设计等问题;为此以相邻式磁罐变压器为例,在考虑气隙边缘磁通效应的基础上,提出了一种新型六电容频域解析模型㊂采用磁路法和静电能量等效法分别计算了互感㊁漏感和分布电容参数,采用回路电流法建立了频域模型,然后采用频域分析法,对比研究了不同分布参数模型的传输特性㊂最后,通过有限元方法验证了考虑边缘磁通效应的电感模型的准确性,仿真和实验结果表明了本文松耦合变压器分布电容模型解析计算的正确性,同时相较于其他现有模型,提出了从频域角度分析的LCT 六电容模型,并获得了比现有方法准确性更高的计算模型㊂关键词:松耦合变压器;边缘磁通效应;解析法;分布电容;频域模型;传输特性DOI :10.15938/j.emc.2023.07.005中图分类号:TM433文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)07-0040-10㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-06-24基金项目:江苏省输配电装备技术重点实验室自由探索课题(2022JSSPD04);国家自然科学基金(51407061)作者简介:金㊀平(1981 ),男,博士,副教授,研究方向为无线电能传输㊁高频电力电子变压器㊁工程电磁场解析计算等;张佳鑫(1998 ),男,硕士研究生,研究方向为基于松耦合变压器的DC-DC 谐振变换器;周天睿(1999 ),男,硕士研究生,研究方向为变压器优化设计㊂通信作者:金㊀平Novel six capacitance frequency domain analytical modelfor LCT considering fringing fluxJIN Ping 1,2,㊀ZHANG Jiaxin 1,2,㊀ZHOU Tianrui 1,2(1.College of Energy and Electrical Engineering,Hohai University,Nanjing 211100,China;2.Jiangsu Key Laboratory of Power Transmission and Distribution Equipment Technology,Hohai University,Changzhou 213022,China)Abstract :The design of loosely coupled transformer (LCT)based on finite element analysis often only considers the effects of electric or magnetic fields,resulting in complex and time-consuming calculations,inability to obtain intuitive physical relationships between parameters,and inability to perform frequency domain design.By taking the adjacent pot-core transformer as an example,a novel six capacitor frequen-cy domain analytical model was proposed for LCT considering the air-gap fringing flux effect.The param-eters of mutual inductance,leakage inductance,and distributed capacitance were calculated by the ana-lytical method.The transmission characteristics of different distributed parameter models were comparedby the frequency domain analytical method.Finally,accuracy of the inductance analytical model consid-ering the fringing flux effect was verified by FEM.The simulation and experimental results validate cor-rectness of the analytical calculation of LCT s distributed capacitance pared with other exis-ted models,the six capacitors model has higher accuracy.Keywords :loosely coupled transformer;fringing flux effect;analytical method;distributed capacitance;frequency domain model;transmission characteristics0㊀引㊀言无线电能传输(wireless power transfer,WPT)技术具有非电气接触的特点,可以为设备提供安全㊁方便㊁有效的电能传输,因此得到了越来越多的关注[1-4]㊂目前,WPT已被广泛应用于工业和家用电器,如电动汽车[5]㊁励磁系统[6]㊁机器人[7]㊁水下设备[8]和生物医学[9]等领域㊂磁感应耦合无线电能传输(inductively coupled power transfer,ICPT)在中短距离㊁宽功率范围WPT 领域具有出色的功率等级与效率特性,成为了目前WPT领域的主要研究方向,也是WPT技术商业化推广的主要解决方案㊂松耦合变压器(loosely cou-pling transformer,LCT)一般指原边铁心和副边铁心之间存在气隙的高频变压器,是ICPT系统中的核心部件,其性能决定了能量传输的效果㊂传统的LCT研究主要关注其电磁参数,一般采用有限元法(finite element method,FEM)和解析法(analytical method,AM),其中FEM在单独计算磁场或者电场时,具有较高的准确性,是LCT主要的设计手段㊂采用FEM设计LCT时,有二维和三维两种方法㊂二维FEM往往用于LCT的耦合系数㊁磁通等参数的初步设计[10-12],三维FEM往往用于LCT的动态性能㊁力学特性㊁效率㊁漏磁场㊁分布参数等内容的深度设计[13-14]㊂相较于FEM,解析法物理意义明确㊁计算时间短㊁计算资源需求少,受到研究人员和工程师的广泛青睐㊂磁路法和AP法是分析LCT的两种典型解析方法,前者主要用于自感㊁漏感以及耦合系数的计算[15-16],后者在传统的高频变压器设计中被广泛使用,也是LCT的设计基础[17-18]㊂LCT的工作频率一般为几千到几十兆赫兹,具有显著的高频效应,对于高频效应的分析需要考虑其频域特征㊂因此,越来越多的学者开始关注LCT 的分布参数模型[19]㊂在LCT分布参数中,分布电容的影响最为显著㊂文献[20]从整体出发将变压器视为一个多口网络,建立分布电容模型㊂文献[21]以二端口网络为基础,建立了三电容模型,该模型结构简单,能够表征变压器的高频效应㊂但是,三电容模型无法精确表征变压器的高频影响,特别是绕组间的共模效应㊂文献[22]提出了五电容模型,对产生共模效应的变压器绕组间电容进行了分析㊂五电容无法完整反映变压器内部的分布电容效应㊂文献[23]将变压器看作一个三端口网络,建立了能够表征变压器内部电容效应的六电容模型,考虑了变压器的分布电容与导体间的静电耦合关系,从变压器的内部导体出发建立了更为精细的电容表征模型㊂文献[12]建立了应用于平面变压器的六电容模型,分析了分布电容值和高频效应的关系㊂在频域特征的分析中,由于传统高频变压器漏感较小,三电容频域解析模型获得了最为广泛的应用[24]㊂但是,LCT具有较大的漏感,采用将五㊁六电容模型降阶为三电容模型进行频域分析的方法并不适用于LCT㊂因此,本文提出一种适用于LCT的新型六电容频域解析模型,以相邻式罐型变压器为例,给出一种LCT新型六电容解析模型:1)针对LCT的松耦合特性和高频特性,提出包含考虑气隙边缘磁通的LCT的新型六电容模型㊂2)在考虑气隙磁场边缘效应的电感和分布电容的参数解析计算的基础上,采用回路电流法建立三㊁五㊁六电容模型的频域解析模型㊂3)通过仿真和实验,验证考虑气隙磁场边缘效应的电感计算和本文频域解析模型的正确性㊂1㊀LCT的分布电容模型1.1㊀LCT的结构本文以图1所示相邻式磁罐LCT为例进行研究,图1(a)为LCT的实物图,线圈绕制在骨架内,再通过骨架固定在磁罐型铁心的凹槽内,原边和副边完全对称㊂图1(b)为LCT的剖面图,图中:r1㊁r2和r3分别为中间铁心柱的半径㊁磁罐顶部半径和边铁心的半径;l1和l2分别为边铁心的高和磁罐顶部的厚度;c1和h分别为绕组的长和宽,2g为LCT的气隙长度;e1和e2为绕组到铁心的距离㊂表1给出了变压器的具体结构参数和设计参数㊂F1和F2分别为中间铁心柱和边铁心的气隙边缘系数㊂表1㊀LCT样机参数Table1㊀Parameters of LCT prototype14第7期金㊀平等:考虑边缘磁通的LCT新型六电容频域解析模型图1㊀相邻式磁罐LCT Fig.1㊀Adjacent pot-core LCT1.2㊀三电容模型LCT 三电容模型结构简单,理论成熟,且能一定程度上表征高频分布参数的影响,得到广泛应用㊂图2给出了LCT 的三电容分布的互感模型㊂其中,a㊁b 和c㊁d 分别代表了原边和副边的电位㊂3个分布电容分别为原边绕组电容C p ㊁副边绕组电容C s 以及原边和副边绕组之间的电容C ps ㊂R 1㊁R 2分别为原㊁副边绕组电阻,L 1㊁L 2分别为原㊁副边漏感,M 为耦合电感的互感,Z L 为变压器的负载㊂图2㊀三电容互感模型Fig.2㊀Three capacitors mutual inductance model of LCT1.3㊀五电容模型LCT 原㊁副边绕组间的分布电容对其共模噪声有重要的影响,因此,需要采用五电容模型来分析㊂图3给出了五电容互感模型[22],在三电容的基础上,兼顾了原㊁副绕组间的电场能量储存特性和共模噪声抑制特性,将绕组之间的电容C ps 分解为C ps1㊁C ps2和C ps3,其中C ps1=C ps2=C ps /6,C ps3=2C ps /3㊂1.4㊀六电容模型五电容模型依旧为二端口网络模型,无法完整反映变压器内部的电容效应㊂根据原㊁副边绕组间的泄漏电流,建立三端口模型的更加精细的六电容模型㊂图4给出了六电容互感模型㊂其中,a㊁b 和c㊁d 电位间的分布电容C ab 和C cd 分别代表了原边和副边绕组的电容(C ab =C P ,C cd =C s )㊂根据4个独立电位,其绕组间的电容更加细致地被划分为a㊁d 电位间的电容C ad ,a㊁c 电位间的电容C ac ,b㊁d 电位间的电容C bd 和b㊁c 电位间的电容C bc㊂图3㊀五电容互感模型Fig.3㊀Five capacitors mutual inductance model ofLCT图4㊀六电容互感模型Fig.4㊀Six capacitors mutual inductance model of LCT2㊀LCT 分布参数的解析计算模型2.1㊀LCT 六电容分布参数的解析计算1)绕组内部电容计算㊂多层绕组存储的电能主要集中在两个连续层之间㊂因此,本文忽略同一绕组层中的匝间电容,计算层间绕组的分布电容㊂将其每层绕组等效为平行板电容模型[25],则第v 层和v +1层绕组之间的层间电容可以表示为C 0,v =ε0εr,m,v l w,m,v l Ld eff,v㊂(1)式中:εr,m,v =εD εF (δ+h v )/(εF δ+εD h v );d v =2r 0+h v ;l w,m,v =π(r c,v +1+r c,v );r c,v =0.5(r c,v +r c,v +1-d eff,v );r c,v +1=0.5(r c,v +r c,v +1+d eff,v );h v =r c,v +1-r c,v ;d eff,v =d v -2.3(r 0+δ)+0.26d tt ;l L =24电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀z2r0;ε0为空气介电常数;εr,m,v为v与v+1层间的有效介电常数(通过串联介质与等效介质所储存静电能量守恒);εD为导线绝缘的介电常数;εF为层间绝缘的介电常数;δ为导线绝缘厚度;h v为绕组v 与v+1层的层间距离;r c,v(r c,v+1)为等效后v(v+ 1)层的半径;d eff,v为等效后v与v+1层间有效距离,可根据实际两层绕组层与层的匝间电容值和平行板层间电容值相等求出;r L1㊁r L2分别为等效前第v㊁v+1层半径;d tt为两匝连续绕组之间的距离;d v 为等效前层间距离;l L为一层绕组的线圈长度;z为一层绕组的匝数;r0为导线半径,当导线为利兹线时,有r0=4N Sπd W,02㊂(2)式中:N S为利兹线股数;d W,0为单股利兹线直径㊂存储在该电容器中的能量等于存储在所有层间电容中的能量,完整绕组的等效电容可以表示为C Wdg=ðN Layer-1v=1C Layer,v2N Layer()2㊂(3)式中:N Layer为一侧绕组的所有层数;C Wdg为一侧绕组的等效电容;C Layer,v为v和v+1层间等效电容,假设电位为线性时C Layer,v=C0,v/3㊂2)绕组间的电容计算㊂图5将原边绕组和副边绕组的层间电容模型按三端口等效为层间六电容模型㊂通过计算存储在6个原始电容器中的能量[23],可以得到层间六电容值为:6C1,v/C0,v=2k21+2k1k2+2k22-3k1-3k2;6C2,v/C0,v=2k23-3k3-3k4+2k24+2k3k4;6C3,v/C0,v=-3k1+2k1k3+k1k4-3k2+2k2k4+k2k3-3k3-3k4+6;6C4,v/C0,v=2k1k3+k1k4+2k2k4+2k2k3;6C5,v/C0,v=-2k1k3-k1k4-2k2k4-k2k3-3k3+3k4; 6C6,v/C0,v=3k1-2k1k3-k1k4+3k2-2k2k4-k2k3㊂üþýïïïïïïïïïï(4)以三层绕组为例,V1㊁V2和V3分别为三端口独立电压,式(4)中k1㊁k2㊁k3和k4为电位的比值,C1~ C6为6个原始电容器㊂根据层与层之间的串并联关系可以将层间电容模型最终化简为变压器的六电容模型[23],如图4所示,并求得完整的绕组与绕组之间的电容值㊂图5㊀层间六电容模型Fig.5㊀Six capacitors model of interlayer2.2㊀气隙边缘磁通效应下的电感解析计算相较于传统高频变压器,LCT存在气隙,边缘磁场影响较大,需要考虑其对于漏感和互感计算的影响㊂气隙边缘磁通效应可以用边缘系数来考虑,图1罐形LCT的中柱气隙和边气隙的边缘系数F1和F2[26]分别为:F1=1πln((0.44(h2+c21)-0.218gh)/g2+(0.67c1g+0.33hc1+0.7825g2)/g2)12;(5) F2=r1cos h[3.395Δg2+0.15Δg+1.1155]/2π㊂(6)式中Δg=(l1+g)/g㊂中柱气隙的磁导Λr和边气隙的磁导Λs分别为:Λr=μ0[2πr1F1+πr21/(2g)];(7)Λs=μ0{2π(r1+r2+r3)F2+2π(r1+r2)F2+π[(r1+r2+r3)2-(r1+r2)2]/(2g)}㊂(8)式中μ0为真空磁导率㊂图6给出了图1所示罐形LCT的等效磁路模型㊂其中路径1为互感路径,由磁罐中心铁心柱的磁阻R m㊁磁罐底盘铁心的磁阻R d㊁磁罐四周铁心的磁阻R c㊁中柱气隙的磁阻R r=1/Λr以及边气隙的磁阻R s=1/Λs组成㊂路径2为漏感路径,由R m㊁R d㊁Rc 以及原边的漏磁阻R k1组成㊂图6㊀LCT等效磁路模型Fig.6㊀Equivalent magnetic circuit model of LCT34第7期金㊀平等:考虑边缘磁通的LCT新型六电容频域解析模型根据磁阻模型,考虑边气隙边缘磁通效应的互感磁路等效磁阻可以表示为R MF=2R c+2R m+2R d+R r+R s㊂(9)式中:R m=l1/(μrπr21);R d=ʏr1+r2r11/(μrπr)d r;R c=l1/(μrπ((r1+r2+r3)2-(r1+r2)2))㊂üþýïïïï(10)式中μr为铁氧体磁导率㊂则考虑边缘磁通效应的LCT互感为M F=N2p/R MF㊂(11)根据磁阻模型,以原边绕组为例,漏感磁路磁阻可表示为R KF1=R k1+R d+R m+R c㊂(12)式中R k1=ln((r1+e1+c1)/r1)/(2πμ0(e2+g))㊂(13)由式(12)和式(13)可知,漏感磁阻的计算结果不受边缘磁通效应影响㊂LCT的原边漏感L lk1可以表示为L lk1=N2p/R KF1㊂(14) 3㊀LCT分布参数模型的频域特性3.1㊀三电容模型频域特性LCT高频工作下寄生参数影响显著,传输特性将随频率发生变化㊂图2所示的三电容互感模型等效成图7(a)所示的受控电压源模型,从而对变压器传输特性的增益特性和导纳特性进行分析㊂其中:U㊃1和U㊃2分别为其输入电压和输出电压;U㊃T1=jωM F I㊃T2和U㊃T2= jωM F I㊃T1分别为原边和副边受控电压;I㊃T1和I㊃T2分别为流经原边和副边的电流㊂采用回路电流法对其增益特性和导纳特性的传递函数进行求解,其回路电流模型由图7(b)所示㊂a㊁b㊁c㊁d㊁m㊁n㊁o㊁p为支路的节点,可构成I㊃l1㊁I㊃l2和I㊃l63个独立回路㊂根据回路电流法建立回路电流方程为:Z1I㊃l1+Z3(I㊃l1-I㊃l6)+Z9I㊃l1=-U㊃T1; Z2I㊃l2+Z5eq I㊃l2+Z10I㊃l2=U㊃T2;U㊃1=Z3(I㊃l6-I㊃l1)㊂üþýïïïï(15)增益特性和导纳特性的传递函数为:G3=Z11Z5eq/((Z1+Z9)(Z1+Z5eq+Z9)+Z211);(16) Y in3=(Z21+Z1Z5eq+2Z1Z9+Z5eq Z9+Z29+Z211+Z1Z3+Z3Z5eq+Z3Z9) (Z1Z3+Z3Z9)(Z1+Z5eq+Z9)+Z3Z211㊂(17)式中:Z1=Z2=R1+jωL1kF;Z3=Z5=1/(jωC s(p)); Z4=1/(jωC ps);Z5eq=Z5Z L/(Z5+Z L); Z9=Z10=jω(M F+L KF1(2));Z11=jωM F;Z L=30Ω㊂图7㊀三电容等效计算模型Fig.7㊀Equivalent calculation model of three capacitors 3.2㊀五电容模型频域特性将图3所示的五电容互感模型等效成图8(a)所示的受控电压源模型,图8(b)给出了五电容模型的回路电流示意图,与图7(b)不同,五电容模型有4个独立回路,其中3个电流回路和三电容模型相同,第4个回路由节点a㊁c㊁d㊁b构成,其回路电流表示为I㊃l3㊂Z5eq=1/(jω(C ps1+C ps2)),Z ps3=1/ (jωC ps3)㊂根据回路电流法建立回路电流方程为:Z1(I㊃l1+I㊃l3)+Z3(I㊃l1+I㊃l3-I㊃l6)+Z9I㊃l1=-U㊃T1; Z2(I㊃l2+I㊃l3)+Z5(I㊃l2+I㊃l3)+Z10I㊃l2=U㊃T2;Z1(I㊃l3+I㊃l1)+Z2(I㊃l2+I㊃l3)+Z3(I㊃l3+I㊃l1-I㊃l6)+㊀㊀㊀Z4eq I㊃l3+Z5eq(I㊃l3+I㊃l2)+Z6I㊃l3=0;U㊃1=Z3(I㊃l6-I㊃l1-I㊃l3)㊂üþýïïïïïïïï(18)44电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图8㊀五电容等效计算模型Fig.8㊀Equivalent calculation model of five capacitors 增益特性和导纳特性的传递函数为:㊀G5=Z5eq(C1A1-(A1-B1)A1(F1A1-D1C1)(E1A1-D1B1));(19)Y in5=A1B2C2-B1A2D2A1B2D2(F1A1-D1C1) (E1A1-D1B1)+A1B2E2+C1A2F2A1B2F2㊂(20)式中:A1=(Z1+Z5eq+Z9)(Z1+Z9)+Z11Z11); B1=(Z1+Z5eq)(Z1+Z9)+Z1Z11;C1=Z11; D1=Z1(Z1+Z5eq+Z9)+Z11(Z1+Z5eq); E1=Z11(2Z1+Z4eq+Z5eq+Z PS3)+Z1(Z1+Z5eq); F1=Z11;A2=Z1+Z5eq+Z9;B2=Z11;C2=Z1+Z5eq+Z11;D2=Z11;E2=1;F2=Z3㊂3.3㊀六电容模型频域特性将图4所示的六电容互感模型等效成图9(a)所示的受控电压源模型㊂图9(b)给出了六电容模型的回路电流示意图,与图7(b)㊁图8(b)不同,六电容模型共有7个独立回路,其中3个电流回路和三电容模型相同,其剩下4个回路分别为I㊃ᶄl3㊁I㊃ᶄl4㊁I㊃ᶄl5和I㊃ᶄl6㊂根据回路电流法建立回路电流方程为:Z1(I㊃l1-I㊃l3)+Zᶄ3(I㊃l1+I㊃l5-I㊃l3-I㊃l6)+㊀㊀Z9I㊃l1=-U㊃T1;Z2(I㊃l2+I㊃l3+I㊃l4-I㊃l5)+Zᶄ5(I㊃l3+I㊃l2+I㊃l4-I㊃l7)+㊀㊀Z10I㊃l2=U㊃T2;Z1(I㊃l3-I㊃l1)+Z2(I㊃l3+I㊃l2+I㊃l4-I㊃l5)+㊀㊀Zᶄ3(I㊃l3+I㊃l6-I㊃l1-I㊃l5)+Zᶄ5(I㊃l3+㊀㊀I㊃l2+I㊃l4-I㊃l7)+Z7I㊃l3+Z8(I㊃l3+I㊃l4-I㊃l5)=0; Z2(I㊃l4+I㊃l2+I㊃l3-I㊃l5)+Zᶄ5(I㊃l3+I㊃l2+I㊃l4-I㊃l7)+㊀㊀Z6I㊃l4+Z8(I㊃l4+I㊃l3-I㊃l5)=0;Zᶄ4I㊃l5+Z8(I㊃l5-I㊃l4-I㊃l3)+Zᶄ3(I㊃l1+I㊃l5-I㊃l3-I㊃l6)+㊀㊀Z2(I㊃l5-I㊃l4-I㊃l2-I㊃l3)=0;U㊃1=Zᶄ3(I㊃l3+I㊃l6-I㊃l1-I㊃l5);Zᶄ5(I㊃l3+I㊃l2+I㊃l4-I㊃l7)=Z L I㊃l7㊂üþýïïïïïïïïïïïïïïïïïïïïïïï(21)图9㊀六电容等效计算模型图Fig.9㊀Equivalent calculation model of six capacitors增益特性和导纳特性的传递函数为:G6=Z L(E3+F3)(A4+B4)-Z L(E4+F4)(A3+B3) (C4+D4)(A3+B3)-(C3+D3)(A4+B4);(22) Y in6=B5C5(A3+B3)-A5D5(C3+D3)B5D5(A3+B3)ˑ(E3+F3)(A4+B4)-(E4+F4)(A3+B3)(C4+D4)(A3+B3)-(C3+D3)(A4+B4)+B5E5(A3+B3)-A5F5(E3+F3)B5F5(A3+B3)㊂(23)54第7期金㊀平等:考虑边缘磁通的LCT新型六电容频域解析模型式中:A3=-Z6(Z1Zᶄ5+Zᶄ4Zᶄ5)(Z21Z9+Z21Z11+Z1Z29+Z1Z211+Z21Z7+2Z1Z7Z9+Z7Z29+Z7Z211);B3=Z21Zᶄ4Zᶄ5Z6Z7-Z21Zᶄ4Zᶄ5Z7Z11+2Z1Zᶄ4Zᶄ5Z6Z7Z9+Zᶄ4Zᶄ5Z6Z7Z29+Zᶄ4Zᶄ5Z6Z7Z211-Z21Zᶄ5Z6Z7Z11;C3=Z6(Z1Zᶄ5+Z1Z L)(Z21Z9+Z21Z11+Z1Z29+Z1Z211+Z21Z7+2Z1Z7Z9+Z7Z29+Z7Z211);D3=Z21Zᶄ5Z6Z7Z L-Z21Zᶄ5Z7Z11Z L+Z1Zᶄ5Z6Z7Z9Z L; E3=Z6(Z21Zᶄ5Z9+Z21Zᶄ5Z11+Z1Zᶄ5Z29+Z1Zᶄ5Z211-Z1Zᶄ5Z7Z11);F3=Zᶄ5Z7Z21Z11;A4=-Z6(Z1Zᶄ5+Zᶄ4Zᶄ5)(2Z21Z11-Z1Z9Z11+ 2Z1Z7Z11-Z7Z9Z11-Z21Z9-Z21Z7-Z1Z7Z9);B4=Z21Zᶄ4Zᶄ5Z6Z7+Z21Zᶄ4Zᶄ5Z7Z9+Z1Zᶄ4Zᶄ5Z6Z7Z9+2Z1Zᶄ4Zᶄ5Z6Z7Z11-Zᶄ4Zᶄ5Z6Z7Z9Z11+Z21Zᶄ5Z6Z7Z9+Z21Zᶄ5Z6Z27+Z21Zᶄ4Zᶄ5Z27-Z1Zᶄ4Zᶄ5Z27Z9+Z1Zᶄ5Z6Z27Z9;C4=Z6(Z1Zᶄ5+Z1Z L)(2Z21Z11-Z1Z9Z11+2Z1Z7Z11-Z7Z9Z11-Z21Z9-Z21Z7-Z1Z7Z9);D4=Z21Zᶄ5Z6Z7Z L+Z21Zᶄ5Z7Z L Z9+Z21Zᶄ5Z27Z L+ Z1Zᶄ5Z27Z9Z L+Z1Zᶄ5Z6Z7Z9Z L;E4=Z6(2Z21Zᶄ5Z11-Z1Zᶄ5Z9Z11-Z21Zᶄ5Z9-2Z21Zᶄ5Z7-Z1Zᶄ5Z7Z9);F4=Zᶄ5Z7(-Z21Z9-Z21Z7-Z1Z7Z9);A5=(Z1Zᶄ5Z6Z11+Zᶄ5Z6Z7Z11-2Zᶄ5Z6Z7Z9-Z1Zᶄ5Z6Z9-Z1Zᶄ5Z6Z7+Zᶄ4Zᶄ5Z6Z11-Zᶄ4Zᶄ5Z6Z9-Zᶄ4Zᶄ5Z7Z9);B5=Zᶄ5Z6Z7(Z1+Z9);C5=-(Z1Zᶄ5Z6Z11+Zᶄ5Z6Z7Z11-Z1Zᶄ5Z6Z9+ Z1Z6Z11Z L+Z6Z7Z11Z L-Z1Z6Z9Z L-Zᶄ5Z7Z9Z L);D5=Zᶄ5Z6Z7(Z1+Z9);E5=(Z1Zᶄ5Z6Z7+Zᶄ5Z6Z7Z9+Zᶄ3Zᶄ5Z6Z7+Zᶄ3Zᶄ5Z6Z9-Zᶄ3Zᶄ5Z6Z11+Zᶄ3Zᶄ5Z7Z9); F5=Zᶄ3Zᶄ5Z6Z7(Z1+Z9);Zᶄ4=1/(jωC ac);Zᶄ6=1/(jωC bd);Zᶄ7=Zᶄ8=1/(jωC ad(bc))㊂4㊀仿真与实验验证4.1㊀电感参数的有限元验证根据表1参数建立了如图10所示的LCT的轴对称FEM模型㊂垂直虚线为对称轴,整个模型划分成绕组㊁铁心和空气这3个区域,具体划分结果如图10所示㊂选择plane53四面体耦合场单元,分析类型为轴对称,将模型共剖分成11037个单元㊂图10㊀LCT电感计算有限元模型Fig.10㊀FEM of inductance calculation of LCT图11给出了不同气隙下FEM模型和电感解析模型的结果对比㊂当LCT气隙从0.5mm增大到4mm,互感从413.23μH下降到69.4μH,而漏感从17.85μH上升到24.8μH㊂和FEM的互感计算结果相比,变气隙时考虑边缘磁通效应的互感计算误差(2.0%~9.9%)显著小于不考虑边缘磁通效应的互感计算误差(11.2%~33.8%)㊂图11㊀不同气隙下LCT的电感值对比Fig.11㊀Comparison of inductance value of LCT under different air gaps式(14)中边缘磁通效应不影响漏感的解析计算,在计算漏磁阻R k1的过程中,积分路径的误差造成了解析模型与FEM计算结果的误差㊂64电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图12给出了1mm 气隙下,不同匝数的LCT 的电感参数对比结果㊂绕组匝数从18匝增大到27匝,其互感显著增加,从101μH 增加到226μH㊂而漏感也会逐渐增大,从9.67μH 增加到18.9μH㊂和FEM 互感计算结果相比,变匝数时考虑边缘磁通效应的互感计算误差(2.9%~5.8%)显著小于不考虑边缘磁通效应的互感计算误差(18.9%~19.3%)㊂验证了在不同气隙下和不同绕组下考虑边缘磁通效应互感模型的精确性㊂图12㊀不同绕组下LCT 的电感参数对比Fig.12㊀Comparison of inductance value of LCT underdifferent turns4.2㊀增益与导纳特性的仿真与实验验证本文搭建的LCT 传输特性测试平台如图13所示,包括电源模块(220V /24V 变压器)㊁信号发生器(Tek AFG3021C)㊁功率放大仪(TDA8954TH)㊁示波器(TEK MDO3024)㊁采样电阻(0.1Ω的水泥电阻)㊁LCT 以及负载电阻(30Ω的无感电阻)㊂信号发生器输出小功率高频信号后,通过功率放大仪放大至100W 后,输入LCT,完成功率的非接触传输㊂使用示波器测量LCT 在不同频率下原㊁副边间的电压,傅里叶分解得到的数据,基波比值即为LCT 不同频率下的增益特性㊂本文采用测量其采样电阻电压的方式获得LCT 的电流特性㊂示波器测量LCT 在不同频率下原边电压以及无感采样电阻上的电压,傅里叶分解得到的数据,基波比值即为LCT 不同频率下的输入导纳特性㊂图13㊀LCT 传输特性实验平台Fig.13㊀Transmission characteristic experimentalplatform of LCT1)不同解析模型正确性和准确性验证㊂根据式(1)~式(14)求得气隙为1mm,绕组匝数为27匝的LCT 分布电容参数和考虑边缘磁通后的电感参数如表2所示㊂表2㊀LCT 分布参数Table 2㊀Distribution parameters of LCT prototype将表2参数分别代入式(15)~式(23)中,可以绘制出LCT 频域解析模型的频域特性曲线㊂将表2参数分别代入MATLAB /Simulink 中搭建三㊁五和六电容模型,可以得到仿真模型的频域特性曲线㊂图14和图15分别给出了增益特性和输入导纳特性曲线的对比结果㊂三㊁五和六电容模型的仿真频域曲线和解析频域曲线基本重合㊂图14㊀不同电容模型的增益特性的解析,仿真和实验对比Fig.14㊀Analytical ,simulation and experimental com-parison of gain characteristics of different ca-pacitance models2)不同气隙下六电容解析模型准确性验证㊂图16给出了1~4mm 气隙下的LCT 传输特性的解析与实验对比㊂随着气隙的增加,LCT 的空载和负载增益幅值都会显著下降㊂空载增益特性曲线74第7期金㊀平等:考虑边缘磁通的LCT 新型六电容频域解析模型如图16(a)所示,不同气隙下解析模型的增益计算结果都能保持平稳,但是增益平均幅值随着气隙的增大而减小,由1mm 时的0.869减小到4mm 时的0.629㊂负载增益特性曲线如图16(b)所示,在气隙增大的过程中,1kHz ~10kHz 的频率范围内增益平均幅值变化和空载增益一致,10kHz ~100kHz 的频率范围内增益平均幅值随着频率的增大而减小㊂实验测得的增益特性曲线和解析模型基本一致,验证了六电容增益解析模型在不同气隙下的准确性㊂图15㊀不同电容模型的负载输入导纳特性的解析,仿真和实验对比Fig.15㊀Analytical ,simulation and experimental com-parison of load input admittance characteris-tics of different capacitancemodels图16㊀不同气隙下六电容增益特性解析模型vs 实验Fig.16㊀Frequency analytical model vs experiment ofsix capacitor gain characteristics under differ-ent air gaps图17给出了不同气隙下导纳特性的对比结果㊂随着气隙的增大,六电容解析模型的导纳幅值会随着气隙的增大而增大㊂实验测量得到的曲线与解析模型的结果基本一致,验证了六电容负载输入导纳解析模型的准确性㊂在保证其无线功率传输功能能够实现的前提下,气隙应当越小越好,以保证整个变换器的高传输增益㊁低导纳㊂图17㊀不同气隙六电容负载输入导纳特性频域模型vs实验Fig.17㊀Frequency analytical model vs experiment ofsix capacitor gain characteristics under differ-ent air gaps5㊀结㊀论本文以相邻式磁罐变压器为例,在传统分布电容模型的基础上提出了一种考虑气隙边缘磁通的LCT 的新型六电容频域解析模型㊂通过理论分析和实验验证得出以下结论:1)在LCT 的应用场景下,和传统不考虑边缘磁通的磁路法相比,考虑气隙边缘磁通的磁路法具有更高的计算精度㊂不同气隙下,考虑边缘磁通的最大误差要比不考虑边缘磁通低24%㊂2)在LCT 的应用场景下,相较于三㊁五电容频域模型,六电容频域模型对描述LCT 传输特性具有更高的准确性㊂参考文献:[1]㊀吝伶艳,方成刚,宋建成,等.磁谐振无线输电系统不同补偿方式的传输特性[J].电机与控制学报,2019,23(12):59.LIN Lingyan,FANG Chenggang,SONG Jiancheng,et al.Transmis-sion characteristics of different compensation methods in wirelesspower transfer system based on magnetic coupling resonance [J].Electric Machines and Control,2019,23(12):59.[2]㊀王旭东,于勇,闫美存,等.CES 中不同绕制拓扑松耦合旋转励磁变压器性能及分析[J].电机与控制学报,2021,25(2):113.WANG Xudong,YU Yong,YAN Meicun,et al.Characteristic and analysis for the different topologies of loose coupled excitation84电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀transformer in CES[J].Electric Machines and Control,2021,25(2):113.[3]㊀杨东升,元席希,洪欢,等.一种基于非同轴线圈的距离适应无线电能传输方法[J].电机与控制学报,2019,23(9):84.YANG Dongsheng,WON Sokhui,HONG Huan,et al.Methodology of range-adaptive for wireless power transmission based on non-co-axial coils[J].Electric Machines and Control,2019,23(9):84.[4]㊀刘卫国,王尧,左鹏,等.偏谐振工作状态下的无线电能传输系统[J].电机与控制学报,2018,22(12):22.LIU Weiguo,WANG Yao,ZUO Peng,et al.Wireless power transfer system based on the mode eviating from the resonance[J].Elec-tric Machines and Control,2018,22(12):22.[5]㊀卢闻州,沈锦飞,方楚良.磁耦合谐振式无线电能传输电动汽车充电系统研究[J].电机与控制学报,2016,20(9):46.LU Wenzhou,SHEN Jinfei,FANG Chuliang.Study of magnetically-coupled resonant wireless power transfer electric car charging sys-tem[J].Electric Machines and Control,2016,20(9):46. 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石材幕墙计算书讲解
石材幕墙设计计算书基本参数: 南昌地区地面粗糙度 C 类基本风压W0=0.450KN/m2计算单元:标高16m跨度 4.8m分格尺寸0.8x8m石材规格25mm石材抗震设防烈度6度设计基本地震加速度0.05g一、风荷载计算标高为16m处风荷载计算W0:基本风压W0=0.450 kN/m2βgz:16m高处阵风系数(按C类区计算)βgz=0.85×[1+350.108×(Z/10)-0.22]=2.303μz: 16m高处风压高度变化系数(按C类区计算):(GB50009-2001)(2006年版) μz=0.616×(Z/10)0.44(C类区，16米计算)=0.616×(16/10)0.44=0.740μsl:局部风压体型系数该处局部风压体型系数μsl=1.800其中：取W0=0.3 kN/m2(GB50009-2001)（2006年版）风荷载标准值:W k=βgz×μz×μsl×W0(GB50009-2001)（2006年版）=2.303×0.740×1.800×0.300=0.920 kN/m2因为W k≤1.0kN/m2，取W k=1.0 kN/m2，按JGJ102-2003第5.3.2条采用。
风荷载设计值:W: 风荷载设计值(kN/m2)γw: 风荷载作用效应的分项系数：1.4按《建筑结构荷载规范》GB50009-2001 3.2.5 规定采用W=γw×W k=1.4×1.000=1.400kN/m2二、板强度校核:1.石材强度校核用MU110级石材，其抗弯强度标准值为：8.0N/mm2石材抗弯强度设计值：3.70N/mm2石材抗剪强度设计值：1.90N/mm2校核依据：σ≤[σ]=3.700N/mm2A o: 石板短边长：0.8mB o: 石板长边长：0.8ma: 计算石板抗弯所用短边长度: 0.8mb: 计算石板抗弯所用长边长度:0.8mt: 石材厚度: 25.0mmG AK:石板自重=700.00N/m2m1: 四角支承板弯矩系数, 按短边与长边的边长比(a/b=1) 查表得: 0.1435W k: 风荷载标准值: 1.000kN/m2垂直于平面的分布水平地震作用:q EAk: 垂直于幕墙平面的分布水平地震作用(kN/m2)q EAk=5×αmax×G AK=5×0.040×700/1000=0.14kN/m2荷载组合设计值为：S z=1.4×W k+1.3×0.5×q EAk=1.509kN/m2应力设计值为：σ=6×m1×S z×b2×103/t2=6×0.1435×1.509×0.9502×103/30.02=1.303N/mm21.303N/mm2≤3.700N/mm2强度可以满足要求2.石材剪应力校核校核依据: τmax≤[τ]τ:石板中产生的剪应力设计值(N/mm2)n:一个连接边上的挂钩数量: 2t:石板厚度: 25.0mmd:槽宽: 7.0mms:槽底总长度: 60.0mmβ:系数,取1.25对边开槽τ=S z×A o×B o×β×1000/[n×(t-d)×s]=0.590N/mm20.590N/mm2≤1.900N/mm2石材抗剪强度可以满足3.挂钩剪应力校核校核依据: τmax≤[τ]τ:挂钩剪应力设计值(N/mm2)A p:挂钩截面面积: 19.600mm2n:一个连接边上的挂钩数量: 2对边开槽τ=S z×A o×B o×β×1000/(2×n×A p)=20.754N/mm220.754N/mm2≤125.000N/mm2挂钩抗剪强度可以满足三、幕墙立柱计算:幕墙立柱按简支梁力学模型进行设计计算：1. 荷载计算:(1)风荷载均布线荷载设计值(矩形分布)计算q w: 风荷载均布线荷载设计值(kN/m)W: 风荷载设计值: 1.400kN/m2B: 幕墙分格宽: 1.150mq w=W×B=1.400×1.150=1.610 kN/m(2)地震荷载计算q EA: 地震作用设计值(KN/m2):G Ak: 幕墙构件(包括面板和框)的平均自重: 1000N/m2垂直于幕墙平面的均布水平地震作用标准值:q EAk: 垂直于幕墙平面的均布水平地震作用标准值(kN/m2)q EAk=5×αmax×G Ak=5×0.040×1000.000/1000=0.200 kN/m2γE: 幕墙地震作用分项系数: 1.3q EA=1.3×q EAk=1.3×0.200=0.260 kN/m2q E：水平地震作用均布线作用设计值(矩形分布) q E=q EA×B=0.260×1.150=0.299 kN/m(3)立柱弯矩:M w: 风荷载作用下立柱弯矩(kN.m)q w: 风荷载均布线荷载设计值: 1.610(kN/m)H sjcg: 立柱计算跨度: 3.600mM w=q w×H sjcg2/8=1.610×3.6002/8=2.608 kN·mM E: 地震作用下立柱弯矩(kN·m):M E=q E×H sjcg2/8=0.299×3.6002/8=0.484kN·mM: 幕墙立柱在风荷载和地震作用下产生弯矩(kN·m)采用S W+0.5S E组合M=M w+0.5×M E=2.608+0.5×0.484=2.850kN·m2. 选用立柱型材的截面特性:立柱型材号:槽钢[8#选用的立柱材料牌号:Q235 d<=16型材强度设计值: 抗拉、抗压215.000N/mm2抗剪125.0N/mm2型材弹性模量: E=2.10×105N/mm2X轴惯性矩: I x=194.395cm4Y轴惯性矩: I y=30.355cm4立柱型材在弯矩作用方向净截面抵抗矩: W n=38.828cm3立柱型材净截面积: A n=12.163cm2立柱型材截面垂直于X轴腹板的截面总宽度: LT_x=6.000mm立柱型材计算剪应力处以上(或下)截面对中和轴的面积矩: S s=22.823cm3塑性发展系数: γ=1.053. 幕墙立柱的强度计算:校核依据: N/A n+M/(γ×W n)≤ｆa=215.0N/mm2(拉弯构件)B: 幕墙分格宽: 1.150mG Ak: 幕墙自重: 1000N/m2幕墙自重线荷载:G k=1000×B/1000=1000×1.150/1000=1.150kN/mN k: 立柱受力:N k=G k×L=1.150×3.600=4.140kNN: 立柱受力设计值:r G: 结构自重分项系数: 1.2N=1.2×N k=1.2×4.140=4.968kNσ: 立柱计算强度(N/mm2)(立柱为拉弯构件)N: 立柱受力设计值: 4.968kNA n: 立柱型材净截面面积: 12.163cm2M: 立柱弯矩: 2.850kN·mW n: 立柱在弯矩作用方向净截面抵抗矩: 38.828cm3γ: 塑性发展系数: 1.05σ=N×10/A n+M×103/(1.05×W n)=4.968×10/12.163+2.850×103/(1.05×38.828)=73.999N/mm273.999N/mm2 < ｆa=215.0N/mm2立柱强度可以满足4. 幕墙立柱的刚度计算:校核依据: d f≤L/250d f: 立柱最大挠度D u: 立柱最大挠度与其所在支承跨度(支点间的距离)比值:L: 立柱计算跨度: 3.600md f=5×q Wk×H sjcg4×1000/(384×2.1×I x)=6.161mmD u=U/(L×1000)=6.161/(3.600×1000)=1/5841/584 < 1/250挠度可以满足要求！5. 立柱抗剪计算:校核依据: τmax≤[τ]=125.0N/mm2(1)Q wk: 风荷载作用下剪力标准值(kN)Q wk=W k×H sjcg×B/2=1.000×3.600×1.150/2=2.070kN(2)Q w: 风荷载作用下剪力设计值(kN)Q w=1.4×Q wk=1.4×2.070=2.898kN(3)Q Ek: 地震作用下剪力标准值(kN)Q Ek=q EAk×H sjcg×B/2=0.200×3.600×1.150/2=0.414kN(4)Q E: 地震作用下剪力设计值(kN)Q E=1.3×Q Ek=1.3×0.414=0.538kN(5)Q: 立柱所受剪力:采用Q w+0.5Q E组合Q=Q w+0.5×Q E=2.898+0.5×0.538=3.167kN(6)立柱剪应力:τ: 立柱剪应力:S s: 立柱型材计算剪应力处以上(或下)截面对中和轴的面积矩: 22.823cm3立柱型材截面垂直于X轴腹板的截面总宽度: LT_x=6.000mmI x: 立柱型材截面惯性矩: 194.395cm4τ=Q×S s×100/(I x×LT_x)=3.167×22.823×100/(194.395×6.000)=6.197N/mm2τ=6.197N/mm2 < 125.0N/mm2立柱抗剪强度可以满足四、立柱与主结构连接L ct2: 连接处热轧钢角码壁厚: 6.0mmJ y: 连接处热轧钢角码承压强度: 305.0N/mm2D2: 连接螺栓公称直径: 12.0mmD0: 连接螺栓有效直径: 10.4mm选择的立柱与主体结构连接螺栓为:不锈钢螺栓C1组50级L_L:连接螺栓抗拉强度:230N/mm2L_J:连接螺栓抗剪强度:175N/mm2采用S G+S W+0.5S E组合N1wk: 连接处风荷载总值(N):N1wk=W k×B×H sjcg×1000=1.000×1.150×3.600×1000=4140.0N连接处风荷载设计值(N) :N1w=1.4×N1wk=1.4×4140.0=5796.0NN1Ek: 连接处地震作用(N):N1Ek=q EAk×B×H sjcg×1000=0.200×1.150×3.600×1000=828.0NN1E: 连接处地震作用设计值(N): N1E=1.3×N1Ek=1.3×828.0=1076.4NN1: 连接处水平总力(N):N1=N1w+0.5×N1E=5796.0+0.5×1076.4=6334.2NN2: 连接处自重总值设计值(N): N2k=1000×B×H sjcg=1000×1.150×3.600=4140.0NN2: 连接处自重总值设计值(N): N2=1.2×N2k=1.2×4140.0=4968.0NN: 连接处总合力(N):N=(N12+N22)0.5=(6334.2002+4968.0002)0.5=8050.0NN vb: 螺栓的受剪承载能力:N v: 螺栓受剪面数目: 2N vb=2×π×D02×L_J/4=2×3.14×10.3602×175/4=29488.8N立柱型材种类: Q235 d<=16N cbl: 用一颗螺栓时，立柱型材壁抗承压能力(N):D2: 连接螺栓直径: 12.000mmN v: 连接处立柱承压面数目: 2t: 立柱壁厚: 4.8mmXC_y: 立柱局部承压强度: 305.0N/mm2N cbl=D2×t×2×XC_y=12.000×4.8×2×305.0=35136.0NN um1: 立柱与建筑物主结构连接的螺栓个数:计算时应取螺栓受剪承载力和立柱型材承压承载力设计值中的较小者计算螺栓个数。
医疗器械的可靠性评估与可用性设计
医疗器械的可靠性评估与可用性设计随着医学技术的不断进步，医疗器械在临床应用中发挥着越来越重要的作用。
然而，因为涉及人类的生命安全，医疗器械的可靠性评估和可用性设计成为至关重要的一环。
本文将从不同角度介绍医疗器械的可靠性评估与可用性设计的方法和技巧。
一、可靠性评估方法1.故障模式与影响分析（FMEA）故障模式与影响分析是一种常用的可靠性评估方法。
它通过对医疗器械的各种故障模式进行分析，评估故障对患者和操作人员的影响程度，以确定相应的风险等级。
通过FMEA，可以及时发现潜在的风险并采取相应的措施进行改进。
2.可靠性增长测试（RGT）可靠性增长测试是一种针对医疗器械的长期运行可靠性进行评估的方法。
通过将器械置于实际使用环境中进行持续运行，并记录故障发生的次数和时间，可以评估其可靠性水平。
基于可靠性增长测试结果，可以提前发现器械的潜在问题并进行改进。
3.生命周期可靠性测试（LCT）生命周期可靠性测试是一种全面评估医疗器械可靠性的方法。
它包括多个阶段，从设计验证到批量生产以及使用寿命测试。
通过全面的生命周期可靠性测试，可以提高医疗器械的可靠性水平。
二、可用性设计技巧1.人机工效学分析人机工效学分析是一种通过研究人员与医疗器械之间的互动来改善器械的可用性的方法。
通过评估人员在使用医疗器械时的认知负荷、人机界面的易用性等因素，可以提出相应的设计建议，从而增强医疗器械的可用性。
2.用户体验设计用户体验设计是一种注重用户需求和体验的设计方法。
在医疗器械设计中，通过深入了解用户的实际需求和使用场景，设计出符合用户期望的产品界面和操作流程，从而提高医疗器械的可用性。
3.标准化设计标准化设计是一种通过制定统一的设计规范来提高医疗器械可用性的方法。
通过遵循标准化的设计规范，可以减少使用者的认知负荷和学习成本，提高医疗器械的易用性和安全性。
结论医疗器械的可靠性评估与可用性设计是确保医疗器械安全可靠的重要环节。
通过采用合适的方法和技巧，可以有效地评估医疗器械的可靠性，并提高其可用性。