第四章-镜频抑制和谐波混频器
关于GPS-BD射频接收机中镜像抑制混频器设计
关于GPS/BD射频接收机中镜像抑制混频器设计0 引言随着近些年卫星导航产业的迅猛发展，人们对射频接收机前端芯片在面积、功耗、性能、成本等方面都有了更高的要求。
混频器因为在射频前端芯片链路中处于低噪声放大器和中频滤波器之间，它的性能指标对整个射频前端芯片的性能都有着重要的影响[1]，而镜像抑制混频器由于能够抑制镜像信号的干扰，在混频器设计者中很受欢迎。
本文基于传统的Hartely镜像抑制结构, 设计了一款以共射频输入端正交混频结构为核心单元的镜像抑制混频器，能够很好地抑制镜像信号的干扰。
1 Hartely结构原理传统的Hartely镜像抑制结构如图1所示，将正交的本地振荡信号与射频输入信号分别进行下变频，然后对其中一路下变频信号进行滤波和90°移相操作，最后再将两路信号求和来达到消除镜像中频信号的目的[2]。
我们假设射频输入信号为ARFcos(ωRFt)，镜像干扰信号为AIMcos(ωIMt)，本振信号频率为ωLO，中频信号频率为ωIF，那么它们之间的频率关系可以表示为式(1)：经过正交混频与滤波后A1、A2两点的信号可表示为式(3)、式(4)：从式（6）中可以看出镜像中频信号经过求和后被消除[3]。
上述分析仅限于理想情况下，实际中由于输入信号相位和增益失配等原因，仍有一部分镜像信号不能完全被消除，从而降低了镜像抑制能力。
本文设计电路中采用共射频输入端正交混频结构来降低信号相位和增益的失配，从而增强混频器的镜像抑制效果[4]。
2 电路设计2.1 混频器核心单元设计本文设计的共射频输入端正交混频核心单元结构如图2所示。
电路由4部分组成，分别是由R1-R4构成的负载级、由M3-M10构成的开关级、由M1-M2构成的跨导级和由M11-M14构成的尾电流源级；其中跨导级将射频输入电压信号转化为电流信号。
开关级由本振大信号控制其交替通断，从而实现混频功能。
负载级通过负载电。
Ka波段镜像抑制谐波混频器设计_黄锦沛
1
1. 1
混频器的原理分析
谐波混频原理 本次设计使用反向并联二极管对实现四次谐波 =
混频，其模型如图 1 所示，假设信号为 VS （ t ） VS cosωS t，LO 信号为 VL （ t ）
= VL cosωL t， 其中 ωS
和 ωL 分别为 RF 和 LO 信号的角频率，VS 和 VL 分别 为 RF 和 LO 信号的幅度，且∣ VL ∣ ＞＞ | Vs ∣。
]
（ 10 ）
TL6 构成 RF 匹配网路， RF 带通滤波器回收闲频， 提高隔离度。 TL7 和 TL8 是 LO 匹配网络， LO 带通 滤波器回收闲频，提高隔离度。本次选用的带通滤 波器 寄 生 通 带 在 3 倍 中 心 频 率 处， 因 此 TL9 为 1 /4 λ3LO 开路线，避免在工作中 3 ω L 能量对功率源的 IF 隔离 影响。TL10 和 TL11 都为 1 /4 λ RF 长，提高 RF度。IF 低i D 为二极管反向饱和电流， 那么流过二极管 对的电流 i 和时变电导 g（ t） 可用第一类 n 阶修正贝 塞尔函数
［2 ］
分别表示为
∞
(
)
i = i1 + i2 = 2 i D sinh（ αv（ t） ） = 2 i D ∑ 2 I2n +1 （ αv（ t） ） cos（ 2 n + 1 ） ω L t
对于混频单元 1 ， 其 RF 输入信号为 V S1 （ t ） ， 镜 LO 输入信号 V L 1 （ t） 可以分别 频输入信号为 V I1 （ t） ， 表示为 cos ω S t － π （ 6） 2 2 槡 VI V I1 （ t） = cos ω I t － π （ 7） 2 2 槡 VL V L1 （ t） = cosω L t （ 8） 2 槡 混频单元 1 输出的 RF 和镜像频率对应的混频产物 V IF1 （ t） 和 V IM1 （ t） 分别为 V S1 （ t） = VS
第四章镜频抑制和谐波混频器介绍
m n i (t ) f (vLO 1 vi1 ) vLO 1 vi1
m ,n m ,n
m ,n
m ,n
m n m n vLO vRF [(1) 1]
m ,n
m+n 只能为奇数
§ 4.4 谐波混频器
RF ? LO 8GHz RF:15GHz 二次谐波混频
IF 1GHz
17GHz RF:31GHz 33GHz
偶次谐波混频 四次谐波混频
镜频电压： vi Vi cos[(i )t ]
本振电压：vLO VLO cos[(LO )t ] 中频: ωIF= ωRF- ωLO= ωLO- ωRF
20
非线性电阻v-i特性如下
i f (v) a0 a1v a2v .... an v
2
n
21
对信号: 信号在混频器1中混频
。 。 。
偶次谐波混频性能 1.频谱：相比单端混频器，频谱更干净 2.隔离度 3.变频效率 4.噪声特性 镜频噪声
本振噪声 优点：可以用低的LO信号接收高的RF信号， 在毫米波接收机中广泛采用。
如何实现奇次谐波混频？
Байду номын сангаасI2
IF
RF LO I1
m n I1 f vLO vRF vLO vRF
中频滤波器 Ka频 段4 次谐波 混频器
RF:35GHz LO:9GHz
2 LO / 4
RF
wlo
§ 4.5 镜频抑制混频器
一、什么是镜频 对于一个给定的本振信号ωLO ，有两个不同的 射频信号ωLO+ ωIF和ωLO－ωIF 可以产生相 同的中频信号ωIF 。其中一个是我们所期望 的射频信号，而另一个就是我们所说的镜频。
镜频抑制混频器
镜频抑制混频器应用ADS设计混频器．概述图1 为一微带平衡混频器，其功率混合电路采用3dB 分支线定向耦合器，在各端口匹配的条件下，1、2 为隔离臂，1 到3、4 端口以及从2 到3、4端口都是功率平分而相位差90°。
设射频信号和本振分别从隔离臂1、2 端口加入时，初相位都是0°，考虑到传输相同的路径不影响相对相位关系。
通过定向耦合器，加到D1，D2 上的信号和本振电压分别为：可见，信号和本振都分别以 2π相位差分配到两只二极管上，故这类混频器称为2π型平衡混频器。
由一般混频电流的计算公式，并考虑到射频电压和本振电压的相位差，可以得到D1中混频电流为：主要的技术指标有：1、噪音系数和等效相位噪音(单边带噪音系数、双边带噪音系数)；2、变频增益，中频输出和射频输入的比较；3、动态范围，这是指混频器正常工作时的微波输入功率范围；4、双频三阶交调与线性度；5、工作频率；6、隔离度；7、本振功率与工作点。
设计目标：射频：3.6 GHz，本振：3.8 GHz，噪音：<15。
2.具体设计过程2.1 创建一个新项目◇启动ADS◇选择Main windows◇菜单－File－New Project，然后按照提示选择项目保存的路径和输入文件名◇点击“ok”这样就创建了一个新项目。
◇点击，新建一个电路原理图窗口，开始设计混频器。
2.2 3dB 定向耦合器设计◇里面选择类“Tlines-Microstrip”◇选择，并双击编辑其中的属性，，这是微带线基板的参数设置，其中的各项的物理含义，可以参考ADS的帮助文档。
◇选择，这是一个微带传输线，选择，这是一个三叉口。
◇按照下图设计好电路图图2 3dB耦合器其中50 ohm传输线的线宽w＝0.98mm，四分之一波长长度为10.46mm，35ohm 传输线的线宽为w＝1.67mm，四分之一波长长度为10.2mm。
MTEE是三端口器件，有三个参数W1，W2，W3 具体是有定义的，可以此参考ADS帮助文档。
镜频抑制混频器设计
设计实验5镜频抑制混频器设计1．概述图1为一微带平衡混频器，其功率混合电路采用3dB分支线定向耦合器，在各端口匹配的条件下，1、2为隔离臂，1到3、4端口以及从2到3、4端口都是功率平分而相位差90°。
图1设射频信号和本振分别从隔离臂1、2端口加入时，初相位都是0°，考虑到传输相同的路径不影响相对相位关系。
通过定向耦合器，加到D1，D2上的信号和本振电压分别为：D1上电压1-11-2D2上电压1-31-4可见，信号和本振都分别以相位差分配到两只二极管上，故这类混频器称为型平衡混频器。
由一般混频电流的计算公式，并考虑到射频电压和本振电压的相位差，可以得到D1中混频电流为：同样，D2式中的混频器的电流为：当时，利用的关系，可以求出中频电流为：主要的技术指标有：1、噪音系数和等效相位噪音(单边带噪音系数、双边带噪音系数)；2、变频增益，中频输出和射频输入的比较；3、动态范围，这是指混频器正常工作时的微波输入功率范围；4、双频三阶交调与线性度；5、工作频率；6、隔离度；7、本振功率与工作点。
设计目标：射频：3.6 GHz，本振：3.8 GHz，噪音：<15。
2.具体设计过程2.1创建一个新项目●启动ADS●选择Main windows●菜单－File－New Project，然后按照提示选择项目保存的路径和输入文件名●点击“ok”这样就创建了一个新项目。
●点击，新建一个电路原理图窗口，开始设计混频器。
2.2 3dB定向耦合器设计●里面选择类“Tlines-Microstrip”●选择，并双击编辑其中的属性，，这是微带线基板的参数设置，其中的各项的物理含义，可以参考ADS的帮助文档。
●选择，这是一个微带传输线，选择，这是一个三叉口。
●按照下图设计好电路图图2 3dB耦合器其中50 ohm传输线的线宽w＝0.98mm，四分之一波长长度为10.46mm，35ohm 传输线的线宽为w＝1.67mm，四分之一波长长度为10.2mm。
镜频抑制混频器设计――参考.
◇把仿真器中的一项改掉，其他不变，就是加入了一个扫描变量◇最后仿真的结果是图 36 总结这是一个微带平衡混频器，主要是有几部分组成：3dB 定向耦合器、二极管的输入、输出阻抗匹配电路、两个二极管、输出低通滤波器。
在这篇文章中，我们先介绍了 3dB 定向耦合器的仿真，其中原理部分可以参考其他资料，在知道了原理后，可以利用一些小软件计算线宽，该软件陈抗生老师哪里有的。
后面是介绍一个低通滤波器的设计和仿真，这是比较简单的，用于输出中频滤波。
后面是分别设计和仿真了这个 Mixer 的频谱、噪音、增益-本振功率曲线、射频频率-噪音系数曲线等等。
整个过程中，电路的原理图都是不变的，改变的只是端口的配置、仿真器的配置还有变量的配置。
其中有几个规律。
对于用来仿真 Mixer 的 HB Simulation 要求 1 端口是射频输入端口、2 端口是中频输入端口、3 端口是本振输入端口。
输入部分一般使用功率源，输出负载是使用“Term” 。
仿真器的配置中，一般 Freq[1]是本振频率，Freq[2]是射频频率，Order 一般是要大于 1 的或者就是变成线性电路仿真了，Sweep 是加入扫描变量的选项，只能扫描直接变量，表达式不能扫描，另外计算噪音的时候要选上“Nolinear” ，Noise[1]噪音输入频率是射频，分析的频率是中频。
Noise[2]选择输出节点是“Vif” 。
这是一般的配置情况，具体的可以参考上面的章节。
教训：因为这个过程中电路原理图要反复用到，也许有同学会选择直接从电路原理图中Copy(Ctrl+a； Ctrl+c； Ctrl+v过去，事实证明， ADS 的这个功能有点缺陷，可能会造成器件之间的连线出问题，建议不要这样处理，可以把文件先做一个备份，然后把备份的名字改掉，这样方面，而且可靠。
镜频抑制比公式
镜频抑制比公式镜频抑制比（C/N）是用于衡量通信系统中信号与噪声之间的比例，它是一个重要的性能指标。
在通信系统中，我们希望信号尽可能地清晰，而噪声尽可能地小。
因此，C/N值越大，表示信号越强，噪声越小，通信系统的性能越好。
通常情况下，C/N值可以通过以下公式计算得出：C/N = 10 * log10(Ps / Pn)其中，Ps表示信号功率，Pn表示噪声功率。
通过这个公式，我们可以直观地了解到信号与噪声之间的比例。
在实际的通信系统中，我们希望C/N值尽可能大，以保证信号的质量。
如果C/N值较小，表示信号受到了较大的干扰，可能导致通信质量下降。
因此，提高C/N值是通信系统设计中的一个重要目标。
为了提高C/N值，我们可以从多个方面进行优化。
首先，可以增大信号的功率，以增强信号的强度。
其次，可以采用更好的调制技术，提高信号的传输效率。
此外，还可以采用一些信号处理算法，对信号进行去噪，降低噪声的影响。
这些方法综合起来，可以有效地提高C/N值，提升通信系统的性能。
在实际应用中，我们常常会遇到一些干扰因素，比如电磁干扰、多径效应等。
这些因素会导致信号受到干扰，进而影响通信质量。
因此，在通信系统的设计中，需要考虑到这些干扰因素，并采取相应的措施进行抑制。
一种常见的干扰抑制方法是滤波器的设计。
滤波器可以通过选择合适的频率范围，将干扰信号滤除，从而提高信号的质量。
另外，还可以采用调频技术，通过改变信号的频率，使得干扰信号与原信号不重叠，从而实现干扰的抑制。
还可以采用编码技术，对信号进行编码，增加冗余信息，以提高信号的可靠性。
编码技术可以使得信号在传输过程中更加抗干扰，提高通信系统的性能。
总的来说，镜频抑制比是衡量通信系统性能的重要指标。
通过优化信号的功率、采用更好的调制技术、信号处理算法、滤波器设计、编码技术等多种手段，可以提高C/N值，提升通信系统的性能。
在实际应用中，需要考虑到各种干扰因素，并采取相应的措施进行抑制，以保证通信质量。
镜频抑制混频器的分析与直接解调短波单边带接收机的设计装调
镜频抑制混频器的分析与直接解调短波单边带接收机的设计装调无43 孙忆南 倪彧章一、前言随着通讯设备的小型化，集成化与数字化，传统的多次变频式接收机，由于电路复杂，中频通路难以集成，存在镜频干扰、组合干扰，需要在射频前端添加镜频抑制滤波器，提高了设备成本，难以做到小型化。
而使用零中频接收机，存在本振泄露，动态范围偏小等问题。
两者的折中是低中频接收机，部分解决了上述两种设计的不足。
由于中频很低，所以镜像频率的抑制不能在射频前端完成，一种方案是采用镜频抑制混频器。
本文讨论了一种基于RC 网络分相滤波器的镜频抑制混频器，并分析了其参数的偏差对于镜频抑制比的影响。
然后，使用这种镜频抑制混频器设计制作了一个直接解调型短波单边带接收机。
二、镜频抑制滤波器在信号的变频过程中，镜象干扰是影响电路性能的一个很主要的问题，而要实现镜象抑制，就要求较高频率的中频，使用多次变频，同时对镜频抑制滤波器的要求较高，这样就对电路的集成实现带来了很大的困难。
一种可行的方法，即利用低中频和镜频抑制混频器的方法，在将信号降到低中频的同时，去除镜像干扰信号。
其实现框图如下：图1其中，Vlo 是本振信号，Vin 是射频输入信号，Vout 是去除了镜像干扰信号的低频有用信号。
+90表示移相90度。
数学推导如下：（射频输入信号为用单频信号，对应的镜像信号频率为）0w w +101w w −101201cos[()]cos[()]in V A w w t A w w t =++−（为本振频率，为信号的频率，前一项是有用信号，后一项是镜像干扰信号）0w 1w0111012101210112011310112011cos()11(cos()cos[(2)])(cos()cos[(2)])2211(sin[(2)]sin())(sin[(2)]sin())2211(cos[(2)]cos())(cos[(2)]cos())22Loc V w t V A w t w w t A w t w w t V A w w t w t A w w t w t V A w w t w t A w w t w ==++++−=+−+−+=−++−−+1311cos()out V V V A w t =+=t 从中我们可以看到，如果我们可以保证移相90度的准确性，以及相乘和移相后的输出信号和的幅度是一样的话，那么镜像干扰信号就可以被完全的去掉了。
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非线性电阻v-i特性如下
i f (v) a0 a1v a2v2 .... anvn
21
对信号: 信号在混频器1中混频
i(t) f (vLO1 vRF1)
vLO1 m vRF1 n
m,n
只考查中频，m=1，n=1
vLO1 vRF1 VLO cos[(LO )t]•VRF cos[(RF )t]
30
镜频抑制度:在输入等功率的RF信号和 镜频信号时（VRF＝Vi）,中频端口处获 得的中频信号功率和镜频产生的干扰 信号功率之比。
要获得20dB的镜频抑制度，要求两路 信号通路的幅度不平衡小于1dB，相 位不平衡小于10度。
31
实例
Ka频段基波镜频抑制混频器MMIC
Vg
IF1
RF LO
Vg
IF2
m,n
I I1 I2
vLO m vRF n vLO m vRF n
m,n
m,n
vLO m vRF n[(1)mn 1]
m,n
m+n 只能为偶数
RF
IF
?
1GHz
LO 8GHz
RF:7GHz 9GHz
RF:23GHz 25GHz
VLO cos[(LO )t 90]•VRF cos[(RF )t]
中频电流：
i2 (t) VLOVRF cos[(RF LO )t 90] VLOVRF cos[(IF )t 90]
23
A端合成：
混频器1中频信号移相90º VLOVRF cos[(IFt) 90]
I1
IF I2
I1 f v)LO v)RF v)LO m v)RF n
m,n
I2 f v)LO v)RF v)LO m v)RF n
m,n
I I2 I1
v)LO m v)RF n v)LO m v)RF n
2VLOVi cos[(成： 混频器１中频信号
VLOVi cos[(IF )t]
混频器2中频信号移相90º VLOVi cos[(IF )t 180 ]
因两者相位相位差180º，相互抵消，无输出信号 ,可见镜频产生的中频噪声对B端没有影响。
28
镜频产生的中频信号
VLOVi cos[(IFt)]
25
镜频在混频器2中混频
i (t) f (vLO2 vi2 ) vLO 2 m vi2 n
m,n
vL只O 2考vi查2 中 频VL，O cmo=s1[，(nLO=)1t 90]•Vi cos[(i )t]
m,n
m,n
v)LO m v)RF n[(1)mn 1]
m,n
m+n 只能为奇数
§ 4.4 谐波混频器
RF
IF
?
1GHz
LO 8GHz
RF:15GHz 17GHz
RF:31GHz 33GHz
二次谐波混频
四次谐波混频
。 。 。
偶次谐波混频
偶次谐波混频性能 1.频谱：相比单端混频器，频谱更干净 2.隔离度
基波混频
三次谐波混频
。 。 。
奇次谐波混频
奇次谐波混频性能 1.频谱：相比单端混频器，频谱更干净 2.隔离度
3.变频效率
镜频噪声
4.噪声特性
本振噪声
优点：可以用低的LO信号接收高的RF信号， 在毫米波接收机中广泛采用。
Ka频 段4 次谐波
混频器
中频滤波器
RF:35GHz LO:9GHz
2LO / 4
工艺：0.2µm GaAs pHEMT
33
Ka频段四次谐波镜频抑制混频器MMIC 谐波混频单元
34
19
▲镜频抑制混频器工作原理
镜频
本振 信号 假定为低本振情况
信号电压：vRF VRF cos[(RF )t]
写成 VRF sin[(RF )t]也可，在这只关心相对相位
镜频电压：vi Vi cos[(i )t]
本振电压：vLO VLO cos[(LO )t]
中频: ωIF= ωRF- ωLO= ωLO- ωRF
3.变频效率
镜频噪声
4.噪声特性
本振噪声
优点：可以用低的LO信号接收高的RF信号， 在毫米波接收机中广泛采用。
如何实现奇次谐波混频？
I2
IF
RF LO
I1
I1 f vLO vRF vLO m vRF n
m,n
I2 f vLO vRF vLO m vRF n
24
对镜频 镜频在混频器1中混频
i (t) f (vLO1 vi1) vLO1 m vi1 n
只考查中频，m=1，n=1 m,n
vLO1vi1 VLO cos[(LO )t]•Vi cos[(i )t]
中频电流： i1 VLOVi cos[(LO i )t]
RF产生的中频信号
在A端口接一匹配负载，将该 端口的中频噪声吸收掉，即实 现镜频抑制。
29
说明：以上结论均在器件理想状态下而得 到，实际中会有误差。在电路结构中要求 有的同向功分器（信号端），同幅相移功 分器（本振端），90º电桥等许多理想因素。 实际中,以上无源元件都不可能是绝对理想 的,会有相位和幅度不平衡,因此在输出端口 会有镜频产生的干扰信号输出。 我们定义镜频抑制度的概念来表征电路对 镜频的抑制程度。
16
三、镜频抑制的主要方法
√采用镜频抑制滤波器
我们可以利用滤波器将信号与镜频
分开，但在某些应用领域，这两个信号
频率靠得很近，利用滤波器实现起来很
困难。
本振
镜频
信号
滤波特性
17
√镜频抑制混频器 优点： 1.对镜频抑制是自动的。 2.便于集成，如SOC中。
18
四、镜频抑制混频器电路结构
在镜频抑制混频器电路中，我们将利用电桥使 射频信号和镜频产生不同的相移从而分离他们。 1，2为两相同的混频单元，通常是单平衡或双平 衡混频器。
中频电流： i2 VLOVi cos[(LO i )t 90] VLOVi cos[(IF )t 90]
26
A端合成：
混频器1中频信号移相90º VLOVi cos[(IFt) 90]
混频器2中频信号
VLOVi cos[(IF )t 90]
两者相位相同，同相相加，输出为 。
单平衡混频器
混频性能 频谱 变频效率 隔离度 噪声性能
混频性能 频谱 变频效率 隔离度 噪声性能
90度型和180型单平衡混频器性能 比较
90度型端口匹配好，隔离度不好 180度型隔离度好，端口匹配不好
双平衡混频器
混频性能 频谱 变频效率 隔离度 噪声性能
单平衡混频器实例
180度型
LO RF
RF
wlo
§ 4.5 镜频抑制混频器
一、什么是镜频
对于一个给定的本振信号ωLO ，有两个不同的 射频信号ωLO+ ωIF和ωLO－ωIF 可以产生相 同的中频信号ωIF 。其中一个是我们所期望 的射频信号，而另一个就是我们所说的镜频。
ωLO－ ωIF
ωLO
ωLO+ ωIF
15
二、镜频抑制的重要性 √抑制镜频噪声 单边带系统如不抑制镜频噪声,整个混频器噪声系数 会增大3dB。 对接收来说，若接收下边带，则镜频处噪声会产生中 频噪声，同样在接收上边带时也会出现这种情况。 √抑制镜频干扰 对接收来说，若接收下边带，则镜频处的干扰会进 入到中频中，同样在接收上边带时也会出现这种情 况。
中频电流：
i1(t) VLOVRF cos[(RF LO )t] VLOVRF cos[(IFt)]
22
信号在混频器2中混频
i(t) f (vLO 2 vRF2 )
vLO 2 m vRF 2 n
m,n
只考查中频，m=1，n=1
vLO 2 vRF2
混频器2中频信号
VLOVRF cos[(IF )t 90]
两者相位差180º，相互抵消，无输出信号。
B端合成： 混频器１中频信号
VLOVRF cos[(IF )t]
混频器2中频信号移相90º VLOVRF cos[(IF )t]
因两者相位相同，同相相加，输出为
2VLOVRF cos[(IF )t]