关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系
BTS接收机对半中频杂散指标的要求
BTS接收机对半中频杂散指标的要求本文介绍如何满足高性能基站(BTS)接收机对半中频杂散指标的要求。
为达到这一目标，工程师必须理解混频器的IP2与二阶响应之间的关系，然后选择满足系统级联要求的RF混频器。
混频器数据手册以二阶交调点(IP2)或2x2杂散抑制指标的形式表示二阶响应性能。
本文通过介绍这两个参数之间的关系，说明接收机设计以及如何确定总体半中频杂散指标。
以MAX19997A的IP2与2x2关系为例，这是一款用于E-UTRA LTE接收机的有源混频器。
混频器谐波在超外差接收机电路中，混频器将高频RF信号转换到较低中频(IF)，该过程称为下变频。
混频器中，如果输出频率为射频输入频率减去本振(LO)输入频率，称为低边注入(LO频率低于RF频率)；如果输出频率为LO频率减去RF频率，则称为高边注入。
下变频过程可由下式表示：fIF= fRF - fLO= - fRF+ fLO式中，fIF为混频器输出端口的中频；fRF为加至混频器RF端口的RF信号；fLO为加至混频器LO端口的LO信号。
理想情况下，混频器的输出信号幅值和相位与其输入信号的幅值和相位成比例，与LO信号无关。
在这一假设前提下，混频器幅值响应与RF输入信号成线性关系，也与LO信号幅值无关。
然而，由于混频器的非线性特性，将产生所不希望的混频产物，称为杂散响应。
杂散响应是由混频器RF端口输入的干扰或噪声信号引起的，在IF频率产生响应。
到达RF输入端口的干扰信号可能没有在所规定的RF带宽内，但也会造成麻烦。
这类信号通常具有足够高的功率，混频之前的RF滤波器不能对其实施足够衰减，使其引起额外的杂散响应，直接影响到所要求的IF信号，混频原理可表示为：fIF= m fRF -n fLO= - m fRF + n fLO注意，m和n为RF和LO频率的整数次谐波，通过混频产生格中杂散产物组合。
通常情。
混频器原理分析范文
混频器原理分析范文混频器是一种电子器件，用于将不同频率的信号进行混合。
它是无线通信系统中的重要组成部分，被广泛应用于无线电、雷达、卫星通信等领域。
混频器的主要原理是通过非线性元件将两个或多个频率不同的信号相互作用，产生新的频率成分。
本文将介绍混频器的工作原理、基本结构和应用。
一、混频器的工作原理：混频器的工作原理基于混频效应，即叠加两个或多个频率不同的信号时，将原信号的频率分量与新产生的频率分量相互作用，产生新的频率成分。
混频器通常由两个输入端口和一个输出端口组成。
其中一个输入端口称为本振端口，主要提供一个稳定的参考频率。
另一个输入端口称为信号端口，主要提供需要混频的信号。
混频器的核心原理是非线性元件对输入的两个信号进行乘积运算。
这个非线性元件可以是二极管、场效应管或二极管转角器等。
在混频器中，当信号通过非线性元件时，其频率分量会发生非线性变化，产生新的频率分量。
例如，当输入信号的频率为f1，本振信号的频率为f2，经过非线性元件的作用后，将会产生两个新的频率分量，分别为f1±f2、其中f1±f2的频率称为混频频率。
混频器的输出信号可以通过滤波器进行选择，以选择所需的频率分量。
混频器可以实现频率变换、幅度调制或解调等功能。
二、混频器的基本结构：混频器通常采用平衡混频器或单端混频器结构。
1.平衡混频器：平衡混频器由两个对称的非线性元件组成，一般为二极管。
其输入端口由本振信号和信号信号来驱动。
当输入的两个信号频率相同时，平衡混频器可以有效抑制本振信号的干扰，并提高混频器的性能。
平衡混频器原理如下：两个对称的二极管分别连接到本振和信号输入端口。
当本振信号和信号信号驱动混频器时，二极管的非线性特性会产生混频频率。
通过使用平衡电路，可以抵消不必要的本振信号分量，从而提高混频器的性能。
2.单端混频器：单端混频器只使用一个非线性元件，一般为二极管或场效应管。
它的结构简单、成本较低，但由于缺乏平衡电路，容易产生本振信号干扰等问题。
高速通信的混频器和调制器分析
输出频谱的另一个关键部分是LO泄漏或直流偏置和载波抑制。隔离会影响混频器的这种功能，直流偏置是表示混频器不平衡的量度。此规格在I/Q调制器和解调器中特别重要。由于I/Q调制器和解调器本身就是两个混频器，因此这些混频器的部分不平衡受两个内部混频器之间的增益差或偏置差影响。
具体来讲，对于采用这些调制器和解调器的零IF系统，由于泄漏在信号带宽内，因此直流偏置（载波抑制）会降低性能。混频器输出端的直流偏置将位于LO频率，根据直流偏置的不同，如果器件内的不平衡足够高，直流偏置会影响错误（式13）。因此，如果1VRMS信号有10mV的直流偏置，则：
DSB噪声包含来自RF和镜像信号频率的噪声和信号。对于SSB噪声而言，镜像信号在理论上丢失（虽然包含了镜像噪声）。理想的SSB混频器的噪声指数是同类DSB混频器的噪声指数的两倍。
隔离
混频器中的隔离在以下端口之间指定：RF与IF；LO与IF；IF与RF以及LO与RF。隔离量度计算一个端口到另一个端口的泄漏功率。例如，要测量LO到RF的隔离，只需将一个信号施加到LO端口，然后测量RF端口的这个输入LO信号的功率。
由于滤波的复杂性和受这些杂散响应影响的频率性能的广泛性，非线性失真产物会对宽带系统产生相当大的影响。窄带应用仅受通带的失真产物的影响。采用足够的带通滤波可以有效地减少大部分有害产物。但是，如前面提到的，IMD3产物极为靠近需要的信号，因此很难过滤出这样的信号。
镜像（边带抑制）
同时影响典型混频器的接收通路和发射通路的一种信号是镜像。离输入信号的RF输入端口2IF的信号将在下变频过程中直接被转换成与需要的输入信号相同的IF。滤波和采用多个IF级和镜像抑制混频器（IRM）等方法可以最大限度地降低这种有害信号的影响。
由于输入信号（特别是LO）较高，足以导致系统性能下降，因此隔离至关重要。LO泄漏会通过干扰RF放大器或在天线端口辐射RF能量，从而干扰输入信号。LO至IF输出的泄漏会压缩接收器阵列中剩余的IF单元，引起处理错误。
混频器杂散分析
确定总体半中频杂散指标和为LTE接收机选择RF混频器发布时间: 2012-8-7 10:20 发布者: eechina作者：Maxim公司Dan Terlep本文介绍如何满足高性能基站(BTS)接收机对半中频杂散指标的要求。
为达到这一目标，工程师必须理解混频器的IP2与二阶响应之间的关系，然后选择满足系统级联要求的RF混频器。
混频器数据手册以二阶交调点(IP2)或2x2杂散抑制指标的形式表示二阶响应性能。
本文通过介绍这两个参数之间的关系，说明接收机设计以及如何确定总体半中频杂散指标。
以MAX19997A的IP2与2x2关系为例，这是一款用于E-UTRA LTE接收机的有源混频器。
混频器谐波在超外差接收机电路中，混频器将高频RF信号转换到较低中频(IF)，该过程称为下变频。
混频器中，如果输出频率为射频输入频率减去本振(LO)输入频率，称为低边注入(LO频率低于RF频率)；如果输出频率为LO频率减去RF频率，则称为高边注入。
下变频过程可由下式表示：fIF= fRF - fLO= - fRF+ fLO式中，fIF为混频器输出端口的中频；fRF为加至混频器RF端口的RF信号；fLO为加至混频器LO端口的LO信号。
理想情况下，混频器的输出信号幅值和相位与其输入信号的幅值和相位成比例，与LO信号无关。
在这一假设前提下，混频器幅值响应与RF输入信号成线性关系，也与LO信号幅值无关。
然而，由于混频器的非线性特性，将产生所不希望的混频产物，称为杂散响应。
杂散响应是由混频器RF端口输入的干扰或噪声信号引起的，在IF频率产生响应。
到达RF输入端口的干扰信号可能没有在所规定的RF带宽内，但也会造成麻烦。
这类信号通常具有足够高的功率，混频之前的RF滤波器不能对其实施足够衰减，使其引起额外的杂散响应，直接影响到所要求的IF信号，混频原理可表示为：fIF= m fRF -n fLO= - m fRF + n fLO注意，m和n为RF和LO频率的整数次谐波，通过混频产生格中杂散产物组合。
关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系[优质文档]
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关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系[优质文档] 关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系类别:测试仪表阅读:873摘要:本文对2阶交调点(IP2)以及2x2杂散响应进行了详细说明，这两个参数在RF器件规格书中经常出现，如混频器。
本文有助于读者掌握IP2与2x2杂散响应指标之间的相互转换计算方法。
当混频器数据资料在交流电气特性表中提供2阶响应指标时，均会提到2阶交调(IP2)特性或者2x2杂散响应特性。
这篇应用笔记的目的就是提供这两个指标之间的关系及其在接收机设计中的应用。
此外还会以Maxim的MAX9993有源混频器在UMTS WCDMA系统中的应用为例具体分析IP2与2x2杂散响应的关系。
混频器的谐波在接收电路中，混频器将较高频率的射频(RF)信号转换到较低频率的中频(IF)信号，这个过程称为下变频，当使用RF频率减去本振(LO)信号频率时称为低边注入(LO频率低于RF频率)，当使用LO频率减去RF频率时称为高边注入。
这种下变频过程可以使用如下公式描述: fIF = ?fRF ? fLO 上式中fIF表示混频器输出端的IF信号，fRF为加在混频器RF输入端的任何RF信号，fLO表示加在混频器LO输入端的LO信号。
理想情况下，混频器的输出信号幅度和相位与输入信号的幅度和相位呈一定的比例关系，且这种关系与LO信号的特性无关。
(这里是与乘法器相对比而言的，乘法器的幅度和相位在输入和输出之间并没有确定的关系。
)利用这个假设前提，混频器的幅度响应与RF输入呈线性关系并且独立于LO输入。
然而，混频器的非线性会产生被称为杂散的不希望出现的混频产物，这些产物是由于不希望的信号到达混频器的RF输入端口，并且在IF频点产生相应的产物。
比较麻烦的是，进入RF端口的信号并不一定落在所希望输入的RF频带内。
很多情况下，这些信号的功率电平较高，混频器之前的RF滤波器无法提供足够的抑制度以避免产生额外的杂散产物。
当这些杂散产物干扰到所需要的IF频率时，混频机制可以用下式表述: fIF = ?m fRF ?n fLO 上式中m、n分别为RF和LO的整数次谐波，经混频后产生数量众多的杂散产物。
混频器原理
自己复习一下二极管双平衡混频器的原理，请各位多指教。
二极管双平衡混频器（DBM）是一种低噪声，高动态范围的混频器。
在通信系统中，这种混频器是比较常见的器件。
二极管在这个器件里起开关作用，也就是说，DBM是被动式混频器，被输出电平较高的Loin驱动，实现混频。
Loin的电平的范围是+3dBm~+20dBm。
下面，介绍一下DBM的工作原理。
1。
当Loin送入正半周信号时，送入hsms-2829 pin1 和pin2的电位分别是正和负，如图1所示。
此时，hsms-2829内部其中两个二极管导通，另外两个二极管反偏截至，相当于电路在此处断开（见图2）。
由于做在一块硅片上的4个二极管的导通特性几乎完全一致，因此，hsms-2829 pin4的电位为0（严格地说是接近0），相当接地（见图2）。
从图2的等效电路中，我们发现IFout与RFin两个信号是同相的。
如果把Loin的正半周看成＋1，那么，IFout＝＋1×RFin＝RFin。
上传的图像2。
当Loin送入负半周，加在hsms-2829 pin1 和pin2的电位分别为负和正，如图3所示。
此时，hsms-2829内部其中两个二极管导通，另外两个二极管反偏截至。
由于做在一块硅片上的4个二极管的导通特性几乎完全一致，因此，hsms-2829 pin3的电位为0（严格地说是接近0），相当接地（见图4）。
从图4的等效电路中，我们发现IFout与RFin两个信号是反相的。
如果把Loin的负半周看成－1，那么，IFout＝-1×RFin＝－RFin。
因此，可以把DBM看作IFout＝Loin×RFin，其中Loin＝＋1 或—1的乘法器。
如果，Loin用ACos(2×pi×Flo)表示，RFin用BCos(2×pi×Frf)表示，则，IFout = ACos(2×pi×Flo)×BCos(2×pi×Frf)用三角函数的积化和差公式可得：IFout = 0.5×A×B×cos[2×pi×(Flo+Frf)] + 0.5×A×B×cos[2×pi×(Flo-Frf)]******-------------和频--------------**-----------差频----------------此外，如果DBM这4个二极管是不做精确配对的分立元件，则4个二极管的导通特性差异较大，很难保证IFout没有Loin的泄漏。
wifi 杂散 测试 标准 -回复
wifi 杂散测试标准-回复"WiFi杂散测试标准"随着现代社会的不断发展，无线网络已经成为人们日常生活的重要组成部分。
而在日常使用中，我们常常会遇到WiFi信号杂散的问题，这使得我们在使用无线网络时经常会出现连接不稳定、速度慢等不良的用户体验。
因此，WiFi杂散测试标准成为了保证网络稳定性和提升用户体验的关键。
一、WiFi杂散的定义与影响WiFi杂散是指在无线网络环境中，除了目标WiFi信号以外的其他非目标信号的干扰。
这些非目标信号来自于其他网络设备、电器设备或者其他无线信号发射源。
当存在大量的WiFi杂散时，会产生以下几个方面的影响：1. 信号干扰：无线网络信号与其他干扰信号相互干扰，导致信号质量急剧下降，从而影响网络连接的稳定性和速度。
2. 带宽受限：WiFi杂散会导致频段的带宽受限，从而降低了无线网络的传输能力和速度。
3. 用户体验下降：连接不稳定、速度慢等问题会给用户带来极大的困扰，影响日常工作和生活。
二、WiFi杂散测试标准的必要性在现实中，网络环境的复杂性使得WiFi杂散成为了普遍存在的问题。
为了保证网络质量和提高用户体验，WiFi杂散测试标准的制定变得非常重要。
通过进行杂散测试，我们可以：1. 定位问题：通过测试，我们可以明确网络中存在的干扰源和其对信号的影响程度，从而更好地解决问题。
2. 优化网络：测试结果可以指导我们对网络环境进行优化，如位置调整、设备选择、信道调整等，以提升网络性能和稳定性。
3. 提高用户体验：通过杂散测试标准的制定，我们可以保证网络连接质量，提高用户的满意度和使用体验。
三、WiFi杂散测试标准1. 测试目标：明确测试的目标，即所要测试的无线网络设备或区域等。
2. 测试环境：建立合适的测试环境，包括设备选择、网络设置和信号源设置等。
3. 测试方法：选择合适的测试方法和设备，如无线网络分析仪、频谱仪等。
通过对目标设备或区域进行扫描和监测，获取网络信号的质量和干扰情况。
混频器
混频器一.混频器的工作原理混频器在发射机和接收机系统中主要负责频率的搬移功能，在频域上起加法器或减法器的作用，频域上的加减法通过时域上的乘积获得。
混频器通常可以表示为如图１所示的三端口系统，应至少包含三个信号：两个输入信号和一个输出信号。
根据图1可以表示混频器最常见的数学模型：式中表征输入信号的振幅，表征本振信号的振幅。
图1.混频器原理框图对于混频器而言，混频器的输入信号分别定义为射频信号RF(Radio Frequency)，频率记为，和本振信号LO(Local Oscillator)，频率记为。
混频器的输出信号定义为中频信号IF(Intermediate Frequency)，频率记为。
根据混频器的应用领域不同，中频输出选择的频率分量也不同。
当时，混频器称为下变频器，输出低中频信号，多用于接收机系统；当时，混频器称为上变频器，输出高中频信号，多用于发射机系统。
常用的混频器实现方法主要有三种：第一种是用现有的非线性器件或电路，比如利用二极管电压电流的指数关系实现的二极管微波混频器；第二种是采用开关调制技术实现信号在频域上的加减运算，进而实现频率变换的功能，比如基于吉尔伯特单元的混频器；第三种是利用已有的电子元件实现混频电路的乘法模块。
二.混频器性能指标（一）转换增益转换增益(或者转换损耗)，其定义是需要的IF输出与RF输入的比值。
混频器的电压转换增益可表示为:混频器的功率转换增益可表示为：其中和分别为中频输出电压和射频输入电压的有效值．是负载电阻，是源电阻。
当输入电阻和负载电阻相等时，两种增益的dB形式相等。
（二）噪声系数一般而言，在分析系统噪声性能时，系统内的各模块视为黑盒子．即无需知道模块内部具体电路的噪声如何，而是用一个统一的系统参数对各模块噪声进行描述。
因此在分析混频器噪声性能时，将其看成是一个线性二端口网络。
噪声系数被用来衡量信号经过混频器后信噪比的恶化程度，即混频器本身引入的噪声的大小。
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关于混频器2x2杂散响应与IP2的关系
类别：测试仪表阅读：873
摘要：本文对2阶交调点(IP2)以及2x2杂散响应进行了详细说明，这两个参数在RF器件规格书中经常出现，如混频器。
本文有助于读者掌握IP2与2x2杂散响应指标之间的相互转换计算方法。
当混频器数据资料在交流电气特性表中提供2阶响应指标时，均会提到2阶交调(IP2)特性或者2x2杂散响应特性。
这篇应用笔记的目的就是提供这两个指标之间的关系及其在接收机设计中的应用。
此外还会以Maxim的MAX9993有源混频器在UMTS WCDMA 系统中的应用为例具体分析IP2与2x2杂散响应的关系。
混频器的谐波在接收电路中，混频器将较高频率的射频(RF)信号转换到较低频率的中频(IF)信号，这个过程称为下变频，当使用RF频率减去本振(LO)信号频率时称为低边注入(LO频率低于RF频率)，当使用LO频率减去RF频率时称为高边注入。
这种下变频过程可以使用如下公式描述：fIF = ±fRF ± fLO 上式中fIF表示混频器输出端的IF信号，fRF为加在混频器RF输入端的任何RF信号，fLO表示加在混频器LO输入端的LO信号。
理想情况下，混频器的输出信号幅度和相位与输入信号的幅度和相位呈一定的比例关系，且这种关系与LO信号的特性无关。
(这里是与乘法器相对比而言的，乘法器的幅度和相位在输入和输出之间并没有确定的关系。
)利用这个假设前提，混频器的幅度响应与RF输入呈线性关系并且独立于LO输入。
然而，混频器的非线性会产生被称为杂散的不希望出现的混频产物，这些产物是由于不希望的信号到达混频器的RF输入端口，并且在IF频点产生相应的产物。
比较麻烦的是，进入RF端口的信号并不一定落在所希望输入的RF频带内。
很多情况下，这些信号的功率电平较高，混频器之前的RF滤波器无法提供足够的抑制度以避免产生额外的杂散产物。
当这些杂散产物干扰到所需要的IF频率时，混频机制可以用下式表述：fIF = ±m fRF ±n fLO 上式中m、n分别为RF和LO的整数次谐波，经混频后产生数量众多的杂散产物。
实际上，这些杂散产物的幅度随着m或者n的增加而减小。
在确定所要处理的频率范围之后，应谨慎选择IF和LO的频率，以避免任何可能的混频杂散产物。
可使用滤波器将可能混频后产生落入IF频带内的RF信号滤除。
混频器之后的滤波器用来滤除检波器之前的杂散信号，仅通过所需要的IF信号。
但是IF频带内的杂散信号不会被IF滤波器滤除。
多种型号的平衡式混频器可以抑制某些m，n为偶数的杂散信号。
理想的双平衡混频器可以抑制所有m或n(或二者均为偶数)为偶数次的混频产物。
在所有双平衡混频器中，
IF，RF以及LO之间是相互隔离的。
因此，通过设计合适的单端到差分转换变压器(Balun)，这些混频器可以覆盖所有RF、IF以及LO频带。
半中频杂散产物的分布这篇应用笔记研究了一种明显比较棘手的被称作半
中频(fIF/2)的2阶杂散响应，在混频器的术语中，当m = 2，n = -2时称为低边注入，m = -2，n = 2称为高边注入。
对于低边注入，产生半中频杂散的输入频率低于所需要RF信号频率的fIF/2 (参照图1)。
所需要的RF频率为1950MHz，与1750MHz的LO信号混频后，产生的IF频率为200MHz。
以此为例，在1850MHz的信号在200MHz就可产生所不希望的半IF杂散信号。
对于高边注入，产生半中频杂散的输入频率(fIF/2)高于所需要的RF信号。
在图1中所示的半中频杂散响应假定是低边注入(m = 2, CDMA接收机中。
虽然WCDMA的RF和IF载波具有3.84MHz的带宽，但图中所示的单频点显示为中心载波频率。
图1.所要求的fRF、fLO、fIF以及fHalf-IF杂散信号频率分布假定：fRF = 1950MHz fLO = 1750MHz fIF = 200MHz 计算：fHalf-IF = fRF – fIF/2 = 1850 验算： 2 × fHalf-IF – 2 × fLO = 2 × (fRF - fIF/2) - 2 × (fRF - fIF) = 2 × fRF – 2 ×fIF/2 - 2 × fRF + 2 × fIF = fIF 结果为： 2 × 1850MHz – 2 × 1750MHz = 200MHz
接收机的IP2 2x2杂散响应的抑制度，可以从混频器的IP2指标推导。
当定义混频器的IP2或者2x2特性时，一般假定仅RF和LO的基波成分注入混频器端口并且谐波失真仅是由混频器自身产生的。
RF通道中混频器前端的镜频抑制滤波器可以衰减掉任何放大器的谐波成分。
在LO通路中的噪声衰减器可以衰减掉LO通道中的信号源产生的谐波成分。
高电平的注入信号会产生失真或者互调产物，无论是在系统或器件的输入或输出端1，这些产物可以通过计算交调点进行量化。
输入交调点为假定所需信号的幅度与不希望产生的谐波成分幅度相同时的输入信号幅度。
这种情况下混频器的LO输入保持恒定不变，交调点的阶数或者失真产物仅由RF的乘数而不是LO的乘数决定，这是因为我们仅考虑RF信号的失真变化。
失真产物的幅度随着输入信号幅度增加的快慢由失真信号的阶数决定。
例如，当输入信号的幅度增加1dB时，2阶互调(IM)产物的幅度会增加2dB。
半中频杂散功率电平在MAX9993的数据资料的AC Electrical Characterisitics 表中可以查到以下指标在1840MHz时的RF杂散电平设定为-5dBm. 在1750MHz，LO的电平设定为+6dBm. 测量到的典型2RF – 2LO杂散响应低于RF载波电平70dB，单位为dBc. 互调抑制比(IMR)为70dBc。
图2中的信号电平指输入混频器并用于计算输入IP2或IIP2的特性参数。
图2.涉及混频器输入端的二阶交调IIP2的计算2x2杂散特性电平可以从下式中得到：IIP2 = 2 × IMR + PSPUR = IMR + PRF IIP2 = 2 × 70dBc + (-75dBm) =
70dBc + (-5dBm) IIP2 = +65dBm 类似的，Maxim的MAX9982 900MHz在同样的条件下可以提供65dBc的2RF – 2LO杂散响应，相应的结果为：IIP2 = 2 × IMR + PSPUR = IMR + PRF IIP2 = 2 × 65dBc + (-70dBm) = 65dBc + (-5dBm) IIP2 = +60dBm UMTS WCDMA举例在UMTS WCDMA 3G设计中，使用MAX9993数据资料中的2x2指标，等效IIP2特性经计算为65dBm，如图2所示。
假定某UMTS WCDMA蜂窝系统与DCS1800蜂窝系统共存，从而导致在带外有+16dBm的连续波阻塞信号(如3GPP标准中所述)。
对于UMTS WCDMA接收机，在天线端口的IIP2值经计算约为+128dBm。
图3为一个简化的直至第一极混频器的接收前端框图，给出了各级的增益，2阶交调点以及半中频抑制度。
图3.为计算IIP2给出的简化原理框图整体的级连IIP2特性由各级的增益，滤波器在半中频位置的抑制度，以及混频器的2x2或IIP2特性所确定。
混频器之前的级联IIP2随着通道上各级增益值而降低(dB对dB)。
在混频器前端增加提供额外的杂散抑制度可以提高RF灵敏度。
所要计算的天线端口的等效交调点以dB为单位增加的幅度为半中频抑制度的2倍，这是因为二次谐波失真幅度的增加速度是所需要的带内信号幅度增加的两倍。
在天线端口IIP2指标的计算如下：IIP2Cascade = IIP2Mixer –增益+ 2 ×灵敏度=
+128dBm IIP2Cascade = 65 – (-2 +25 –2) + 2 × (30 +12) = +128dBm 明显可以看到，为满足半中频杂散响应，MAX9993的高IIP2特性可降低对滤波器抑制度的要求。
例如，如果混频器的IIP2从+65dBm降低到+45dBm，级连滤波器的抑制度必须提高10dB。
结论读过这篇应用笔记后，读者应能够将混频器的2x2杂散响应与其对应的IIP2指标之间进行互相推导。
对2阶关系有这种程度的理解可以使工程师在所要进行的应用中确定合适的混频器特性。
MAX9993 2GHz混频器以及MAX9982 900MHz混频器提供了较优良的2x2 (IP2)特性，从而降低对滤波器的要求，使高性能无线系统的设计变得更加完美。