正激变换器工作原理及基本及基本设计
电源拓扑结构介绍----正激和反激
TX2
* ***
36 V2 IRF530 R2 C2
TX1
D1N4148
* ***
36 V1 R1 C1
R1 C1
***
***
Q2
(a)Q导通
2012-10-31
(b) Q关断
(C) Q关断，电 20 流断续
3. 反激变换器的工作原理分析
下面讨论flyback工作在电流连续模式下的工作原理：
2012-10-31
5
2012-10-31
2. 带复位绕组的正激变换器的工作原理分析
正激变换器的主要理论波形
2012-10-31 6
下面讨论电感电流连续时forward变换器的工作原理：
1. 模态1 [对应于图 (a)] 在t=0时，Q1导通，Vin通过Q1 加 在原边绕组W1上，因此铁芯磁化，铁芯磁通Ø增加：
在t=Ton时，铁芯磁通Ø的增加量为Vin/W1*D*Ts。 那么副边绕组W2上的电压为：Vw2=W2/W1*Vin=Vin/K12。 式中，K12=W1/W2是原边与副边绕组的匝比。
此时，整流二极管D1 导通，续流二极管D2截止，滤波电
感电流iL1线性增加，这与buck变换器中开关管Q1导通时一样， 只是电压为Vin/K12。
2. 模态2 [对应于图 (b)] 在Ton时刻，关断Q1， 原边绕组和副边绕组中没有电流流过，此时变压器 通过复位绕组进行磁复位，励磁电流iM从复位绕组 W3经过二极管D3回馈到输入电源中去。那么复位 绕组上的电压为：Vw3=-Vin；原边绕组上的电压为： Vw1=-K13*Vin；副边绕组上的电压为：Vw2=-K23*Vin。
D2 D1N4148 C1
R1
Q1
W3
正激变换器磁性元件的设计
正激变换器磁性元件的设计正激变换器磁性元件除了变压器外，还有一个电感器，即扼流圈。
一般的资料上都是从变压器开始算起的，但本人认为应该从电感器开始算起比较好，这样比较明了，思维可以比较清楚。
因为正激变换器起源于BUCK变换器，而BUCK变换器，其功率的心脏是储能电感，因此，正激变换器的功率心脏是扼流圈，而不是变压器，变压器只有负责变电压，并没有其它的功能，功率传输靠得是电感。
当然一般书上从变压器算起，也未尝不可，但这样算，思路不是很明确，也不容易让读者理解。
下面我演示一下我的算法，希望对读者能有所帮助。
电感器的设计首先，以滤波电感为研究对象，进行研究。
在一个周期中，开关管开通的时候，滤波电感两端被加上一个电压，其电流不是突变的，而是线性的上升的，有公式I=V*TON/L，这几项分别表示电感电流的增量，输入电压，开通时间，电感量。
而这个电压是变压器副边放出的。
在开关管关断的时候，电感器以一个恒定的电压放电，其电流即会线性的下降，同样遵守这个公式，即I=V o*TOFF/L，一个周期中，放电电流等于充电电流，所以上两式相等，再用1-D代替TOFF，D代替TON，于是从上两式中得到V o=V*D。
画出电感两端的电压电流波形如下图。
电感两端电压电流波形上有电流波形，下为电压波形。
所以，我设计的第一步就是确定这个原边电流的波形。
第一步，确定电感充电电压值。
首先，确定开关管开通的时候，加在电感器两端的电压V，这个电压由设计者自己设定，选定这个电压后，最大占空比D即确定了。
第二步，设定电感电流的脉动值IR，不妨自己把电感电流的曲线图画出来，大概和上面的相似。
然后再选定一个脉动电流的值，即上升了的电流或是下降的电流的值。
因为输出功率和输出电压是已知的，那么平均电流值IO就是知道的。
第三步，根据上面的条件，确定这个电流的波形。
要确定这个波形，要知道其峰值IP吧，上面的条件已经足够求出这个峰值了，有方程式IR/2+（IP-IR）=IO，解出IP=IO+IR/2第四步，设定电感量。
变换器的工作原理
变换器的工作原理
变换器是一种将电能从一种形式转换为另一种形式的电气设备。
其工作原理基于电磁感应定律和能量守恒定律。
变换器主要由一个铁心和两个线圈组成，分别称为主线圈和副线圈。
主线圈通常由电源提供交流电源，而副线圈则连接到负载。
当交流电通过主线圈时，通过线圈产生的磁场会穿过铁心并诱导出副线圈中的电流。
这是基于电磁感应定律，即磁场变化会导致电场的变化。
由于线圈的绕组比例不同，主线圈和副线圈之间的电压和电流也会有所不同。
根据能量守恒定律，输入电能等于输出电能。
因此，变换器可以将交流电的电压升高或降低，同时也能调整电流的大小。
通过控制主线圈的输入电压和频率，变换器可以实现不同的转换操作。
例如，当输入电压较高时，变换器可以将其降低到适合负载的水平。
相反，当输入电压较低时，变换器可以将其升高到符合负载要求的水平。
除了改变电压和电流的大小外，变换器还可以实现直流电到交流电的转换，这种变换被称为逆变。
变换器还能实现交流电到直流电的转换，这种变换称为整流。
总之，变换器是通过利用电磁感应定律和能量守恒定律来将电
能从一种形式转换为另一种形式的电气设备。
它可以改变电压和电流的大小，实现不同形式的电能转换。
有源钳位正激变化器的工作原理
第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。
但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。
传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。
这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。
(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。
它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。
(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
(3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但.是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于变换器效率的提高；(3)变压器磁芯双向对称磁化，工作在B-H回线的第一、三象限，因而有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流电路的复杂度。
谐振复位双开关正激变换器
谐振复位双开关正激变换器CATALOGUE目录•引言•谐振复位双开关正激变换器的工作原理•控制电路与驱动设计•变换器的性能评估•变换器的应用案例与比较•总结与展望引言CATALOGUE 01定义与特性类型与分类谐振复位双开关正激变换器概述工作原理应用领域工作原理和应用领域目的本报告旨在详细介绍谐振复位双开关正激变换器的工作原理、特性、应用领域等方面的内容，为读者提供全面的了解和参考。
结构本报告首先介绍谐振复位双开关正激变换器的概述和工作原理，然后分析其特性、性能优势以及应用领域，最后总结报告内容并展望未来发展趋势。
本报告的目的和结构谐振复位双开关正激变换器的工作原理CATALOGUE02工作模式说明工作模式1在输入电压的正半周，开关管Q1导通，谐振电容Cr与主变压器Tr的原边绕组Lp1谐振，将能量传递到副边，同时给输出电容Co充电，为输出负载提供能量。
工作模式2在输入电压的负半周，开关管Q2导通，谐振电容Cr与主变压器Tr的原边绕组Lp2谐振，同样将能量传递到副边，维持输出电压稳定。
开关管Q1、Q2谐振电容Cr主变压器Tr输出整流二极管D1、D2关键元器件及其功能输入电压波形为正弦波，经过全桥整流后得到脉动的直流电压。
为具有一定死区的互补PWM波，用于控制开关管的导通与关断。
在开关管导通期间，谐振电容电压近似为正弦波；在开关管关断期间，谐振电容通过主变压器原边绕组放电。
在开关管导通期间，原边绕组电流逐渐上升；在开关管关断期间，原边绕组电流通过谐振电容放电回路逐渐减小。
根据负载情况和输出电压要求，副边绕组电压电流波形会有所不同，但总体上呈现稳定的直流特性。
工作波形和电压电流特性开关管驱动波形原边绕组电流波形副边绕组电压电流波形谐振电容电压波形控制电路与驱动设计CATALOGUE03010203调制方式选择控制策略及实现方法软开关技术控制算法设计变换器的性能评估CATALOGUE04评估方法通过对变换器输出波形进行观测和分析，可以判断其工作稳定性和效率。
Flyback正激变换器的工作原理
第1章Flyback正激变换器的工作原理1.1 引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器(全桥、半桥、推挽等)和单端变换器(正激式、反激式等)。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器只工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv /dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本章主要介绍Flyback型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
1.2 Flyback 型有源箝位正激变换器稳态工作原理有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振，创造主开关和箝位开关的ZVS 工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
正激式直流变换器的设计
计算变压器、扼流圈
2. 技术指标
• • • • • • 输入电压 单相交流100V
输入电压变动范围 交流85～132V 输入频率 输出电压 50/60Hz V0=5V
输出电压变动范围 4.5～5.5V 输出电流 I0=20A
3.工作频率的确定
工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。 选用较高工作频率较高时 •优点: 可使输出滤波器小型化； 可使输出变压器可小型化； 1 1 暂态响应速度快。 T s 3 f 0 20010 •缺点： 主开关元件的热损耗增大； 噪声增多； 所使用的元器件（控制IC、主开关元件、输出二极 管、输出电容以及输出变压器的铁心等）受到限制。 零部件及配置型式，都受到限制。 输出变压器绕组要格外注意。 还有电路设计等都受到限制。另外还要注意输出变压 器绕组匝数。因此这里基本工作频率选为200KHz。
p
2
V
I
p
V
2
D
V
V
1
1
3
D
3
Q
b） a） （1）复位电路如上图a）所示，开关Q导通期间，变压器T1的 磁通增加，磁能就储存在变压器T1中；又当开关Q关断期间， 即释放出已励磁的磁能，以使磁通恢复为剩余磁通。T1上绕有
复位专用的绕组，在关断期间可使磁能通过D3向输入端回馈。
_
_
Q
2
变压器初级绕组N1上的电压为：
1950 2200 2390 1630 2070 2350
8200
10000
0.022
0.018
0.055
0.045
2550
2900
6800
8200
0.022
0.018
有源钳位正激变化器的工作原理
第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。
但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。
传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。
这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]o(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。
它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。
(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
(3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5,使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2) 在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网， 有利于变换器效率的提高；(3) 变压器磁芯双向对称磁化，工作在 B-H 回线的第一、三象限，因而 有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同 步整流电路的复杂度图2-2高边有源箝位电路 Fig. 2-2 High-Side a ctive c lamp c ircuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常^C oOs3^rD3 F VT4D4，oos4CoRIfl VT3图2-1低边有源箝位电路 Fig. 2-1 Low-Side a ctive c lamp c ircuitVin VT2N1:N2■■'Lo'VT1 D1相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别[40]。
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正激变换器
14
NR
NP
NS
Lf Cf
Vout
七. 元器件的选择 1.开关器件Q Q所承受的电压为
Vin
UP Q
US
U Q Vin(max)
BS B = Bmax - Br Br
NP Vin(max) NR
(15)
Q所流过的最大电流为
I Q iP(max)
iPL(max) iMP
1 Ts iS q idt C f Vopp 2 2 2
(24)
正激变换器
20
NR
NP
NS
D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择 3.滤波电容Cf
Vin
UP Q
US
D2 Cf
把(9)式 iLf Iout
Vopp
(U S VD ) Vout (1 D)(VD Vout ) iS DTs Ts Lf Lf
I P( ave) DI P
由(1)得
1 I P ( rms ) I in D I P ( ave) I in 1 I P I in D
8
(3)
正激变换器
四. 输出端电流电压关系
P out Vout I out U S ( rms ) I S ( rms ) I SVD
(20)
正激变换器
18
NR
NP
NS
D1
Lf
Vout 七. 元器件的选择
Vin
UP Q
US
D2 Cf
2.二极管D1, D2, DR
DR所承受的电压为
U DRR
NR Vin(max) NP
(21)
DR所流过的最大电流为
I DR
NP N P Vin DTs iMR (max) iMP NR N R LP
iLf
(27)
(1 D)(VD Vout ) L f 1.3L f min 1.3 2 I out f s
(28)
正激变换器
23
此页之后的内容在讲完变压器电抗器设计之后才细讲。
NR NP NS
D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择 4. 滤波电感Lf的设计
Vin
UP Q
US
D2 Cf
B.选定磁芯材料和型式---B,Bm 根据工作频率,磁化形式,传输功率,线圈绕组的绕制等要求, 以及磁芯的磁化曲线,供货情况等来确定磁芯材料. C.确定磁芯型材的大小---Ae,AW,lm 由电流密度参数法,有 iLf
因为磁通复位，有
(6“)
Im Im(max)
( ) ( )
where
D DR NP NR
正激变换器
(7)
DR 1 D
10
NR
NP
NS
Lf Cf
Vout
五. 磁通复位的关系(续)
Vin
UP Q
US
Q关断时,开关管上的耐压为
DR
U Q Vin U P Vin NP Vin NR
(30)
kW Bm j
正激变换器
25
NR
NP
NS
D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择 4. 滤波电感Lf的设计
Vin
UP Q
US
D2 Cf
D. 根据电流大小和选定磁芯确定电 感线圈匝数NL 由磁链公式
N LI max
, 可得
NL
2 L f I out Ae Bm
(31)
正激变换器
26
(16)
Im Im(max)
正激变换器
15
NR
NP
NS
Lf Cf
Vout
七. 元器件的选择 1.开关器件Q
Vin
UP Q
US
(1 D) DTsVin N S iPL(max) iPL(min) Lf N P
iPL IPL iM
2
正激变换器
16
NR
NP
NS
(22)
正激变换器
19
NR
NP
NS
D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择 3.滤波电容Cf C所承受的电压为
Vin
UP Q
US
D2 Cf
iLf Iout
Vopp
1 U C Vout Vopp (23) 2
Cf的容量
假定电感上的电流连续. 事实上,在设计 电感时必须满足电流连续这一条件.
Vout
U S (Vout VD ) / D U S ( rms ) DU S (Vout VD ) / D U S ( ave) DUS Vout VD
US,IS 由(4)得
(4)
(5)
I S ( rms ) D I S , I S ( ave) DIS
I S I out
Vin
UP
US
I Lf I out
同理，可得
BS
iS (max) iS (min) 2
(8)
(U S VD ) Vout iS iS (max) iS (min) DTs Lf B = Bmax - Br
由(8),(9)和(5)可得到 Im(max) Im
(9)
Br
iS (max) I out iS (min) I out
(1 D)(Vout VD ) Ts 2L f (1 D)(Vout VD ) Ts 2L f
(10)
(11)
正激变换器
13
NR
NP
NS
Lf Cf
Vout
六,原副边电流的关系 2,原边电流
2
Vin
UP
US
NS (1 D) DTsVin N S iPL(max) I out NP 2L f N P
Where DR = (Tr-Ton) / Ts
正激变换器
6
二, 基本工作原理(续) [ Tr, Ts ]
Q off, & reset Q turned OFF
励磁电流iM从W1转移到W3上后, 减小到零:
iW3 K13[
Vin V Ton in (t Ton ) LP LP
到Tr时刻后, 所有绕组中电流为零, 电压也为零. Q上的电压:
Where K13 = W1/W3, K23 = W2/W3
正激变换器
5
二, 基本工作原理(续)[Ton, Tr]
Q turned OFF
Q上的电压:
VQ Vin K13Vin
Vin反向加在复位绕组W3上, 故磁通减小:
d Vin dt V ( ) in DRTS W3 W3
VQ Vin
正激变换器
7
三. 输入端电流电压关系
P in Vin I in U P ( rms ) I P ( rms )
U P Vin U P ( rms ) DU P DVin U P( ave) DUP DVin
UP,IP
(1)
(2)
I P ( rms ) D I P
D1
Lf
Vout 七. 元器件的选择
Vin
UP Q
US
D2 Cf
2.整流二极管D1, D2, DR
D1所承受的电压为
U D1R
NS Vin(max) NR
(17)
D1所流过的最大电流为
I D1 iS (max)
I out (1 D)(Vout VD ) Ts 2L f
(18)
复位线圈箝位二极管的反向承压为
BS B = Bmax - Br Br
U DRR
NR Vin NP
Im(max)
Im
考虑Q的耐压和变压器窗口的利用率,因此,一 般复位绕组NR取NP一样. 即
NP NS
正激变换器 11
最大占空比限制
正激变换器
12
NR
NP
NS
Lf Cf
Vout
六,原副边电流的关系 1,副边电流 电感Lf上的电流平均值为输出电流Iout.即
(32)
lFe I max N ( ) 0 kl Ae Fe Ae
正激变换器
lg
27
NR
NP
NS
D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择 4. 滤波电感Lf的设计
Vin
UP Q
US
D2 Cf
E. 根据电流大小确定气隙长度lg(续) 由磁链公式
N LI max
, 可得
lg I max lFe LI max ( ) , 0 kl Ae Fe Ae
代入(24), 有
Vout
(1 D)(Vout VD ) Cf 8L f Vopp f s2
(25)
正激变换器
21
NR
NP
NS
D1
Lf
Vout
七. 元器件的选择 4. 滤波电感Lf的设计 A, Lf电感量的确定
Vin
UP Q
US
D2 Cf
电感量大,对平滑输出电流电压有好处,同时减小 了变压器的铜耗;但电感器体积和重量增加,且Q, 和D1的开通损耗, D2的反向恢复损耗增大. 电感量小, 输出电流电压的纹波增加,变压器的铜耗增加些;但电感器体积和重 量减小,且Q, 和D1的开通损耗, D2的反向恢复损耗也降低了. 为此,一般取电感量Lf为额定电流临界连续的电感量Lfmin的1.3倍. iLf