有源钳位正激变化器的工作原理
有源钳位正激电路的分析设计
有源箝位正激变换器电路分析设计1.引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本文主要介绍Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
2. 有源箝位正激变换器电路的介绍有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的Z VS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
基于正激变换器的有源钳位技术
复位 电路。
Ｄ
路又分为无源与有源 ２种 。Ｒ Ｄ和 Ｌ Ｄ 网络属于 无源 吸收 Ｃ Ｃ
钳位 电路 。而有源吸收钳位 电路是指含有可控开关 或不可控 开关器件 的网络。在正激变换器 中应 用有源钳位技术 ，不但 可以钳制开关管 的漏感 电压 ，还可 以实现变压器磁芯 的 自动
复位 ， 无须另加复位 电路 ， 并可 以使激磁 电流正负方向流通 ，
、
１１ Ａ０ Ｙｕａｎ
（ ａｔ ｈｎ ｓ ｔｔ ｆ ｏ ｕｅ ｅ ｈ ｏｏ ｙ Ｓ ａ ｇ ａ ２ ０ ３ ） Ｅ ｓ Ｃ ｉａＩ ｔｕｅｏ ｍｐ ｔ Ｔ ｃ ｎ ｌｇ ， ｈ ｎ ｈ ｉ ０ ２ ３ ｎｉ Ｃ ｒ
［ ｂ ｔａ Ａ ｓｒ￣］ Ｗｉ ｅｄ ｖ ｌｐｎ ｆｔｅｅｅｔｃｐ ｗｅ ｈ ｏｏ ｙ ａ ｉｄ ｆｓｆ ｓ ｔｈｎ ｅｈ ｏｏ ｙｉ ｉｖｎｅ ，ｎ ｌｄｎ ｅｒｓｎ ｎ ｅ ｔ ｔ ｅｅｏ ｉｇｏ ｌｃ ｉ ｏ ｒｔ ｎ ｌｇ ， ｌ ｋｎ ｓｏ ｏｔ ｗｉ ｉｇｔｃ ｎ ｌｇ ｓ ｎ ｅ ｔｄ ｉｃ ｉｇｔ ｅｏ ａｃ ｈｈ ｈ ｒ ｃ ｅ ｌ ｃ ｕ ｈ
ｃ ｎ ｅ ｔｒｔｃ ｎｑ ｅ ａ ｔ ｅｃａ ｅ ｈ ｉｕ ｎ ｈ ｓ ｈｆ ｏ ｔｏｌｄｔｃ ｎｑ ｅａ ｄ ｓ ｎ． ｉ ａ ｒｉ ｔ ｕ ｅ ｄ ａ ｔｇ ｆｆ ｗａｄ ｃ ｎ ｅ ｔｒ ｏ ｖ ｒｅ ｅ ｈ ｉｕ ， ｃｉ —ｌｍｐｔ ｎｑ ｅａ ｄｐ ａ ｅｓ ｉｔｃ ｎｒ ｌ ｅ ｈ ｉｕ ｎ ｏｏ Ｔｈｓｐ ｐｅ ｎｒ ｃ ｓａ ｖ ｎａ ｅ ｏ ｖ ｃ ｅ ｏｄ ｏｒ ｒ ｏ ｖ ｒｅ
有源钳位正激钳位电容工作原理
有源钳位正激钳位电容工作原理
有源钳位正激钳位电容是一种特殊的电容工作原理，它通过不断变化电路的工作状态来实现电容的正激。
下面是具体的工作原理：
1. 初始状态：在没有外部信号时，有源钳位正激钳位电容内部的电路处于关闭状态，电容两端电压为0。
2. 正激开始：当外部信号输入时，根据信号的变化，电容两端会产生相应的电压变化。
这个过程中，有源钳位正激钳位电容内部的电路会根据电压变化自动切换工作状态，以实现电容的正激。
3. 工作状态切换：根据输入信号的正负变化，有源钳位正激钳位电容会通过内部的开关电路，选择性地切换工作状态。
具体来说，当输入信号为正时，有源钳位正激钳位电容会选择性地将电容与电源相连，使其被正激。
反之，当输入信号为负时，有源钳位正激钳位电容会选择性地将电容与地相连，使其被反激。
4. 反激和正激：在工作状态切换的过程中，根据输入信号的变化，有源钳位正激钳位电容会不断地进行反激和正激。
这样，电容两端的电压就能随着输入信号的变化而正常响应。
总结起来，有源钳位正激钳位电容通过内部的开关电路，根据输入信号的变化，选择性地切换工作状态，从而实现电容的正
激。
这种工作原理使得有源钳位正激钳位电容能够有效地响应输入信号的变化，并将其转化为电压输出。
有源钳位DC／DC正激变换器硬件电路及参数的设计
有源钳位DC／DC正激变换器硬件电路及参数的设计摘要：开关稳压电源取代晶体管线性稳压电源已有30多年历史。
最初的开关电源一问世其电能转换效率就已经达到了60%-70%，转换效率可达到线性电源的一倍。
因此开关电源引起了人们的广泛关注。
随着社会进步，开关电源应用越来越广泛，对开关电源也提出新的要求。
开关电源要小型轻量，包括磁性元件和电容的体积重量要小。
此外要求开关电源效率要更高，性能更好，可靠性更高等。
DC-DC变换器是开关电源的主要组成部分，它是电能转换的核心，涉及到体积，转换效率等各方面的要求。
本文主要介绍有源钳位单端正激式DC/DC变换器的设计方法。
关键词：DC-DC变换器；有源钳位；设计；输入电压为28.5±5V，输出电压为12V，输出功率为50W。
一、占空比的设计当主开关管Q1开通时，变压器原方绕组所承受的电压为，Q1截止时，原方绕组承受的反向电压为钳位电容上的电压。
假设足够大，则在Q1截止期间，可以认为保持不变，则根据伏-秒积平衡可以得到：（5-1）则不难得到：（5-2）当主开关管Q1关断时，漏源电压应力为：（5-3）综合式（5-1）、（5-2）、（5-3）式可得（5-4）在相同的N、下，当输入电源电压增大时，占空比D减小。
从式（5-4）可以看出，当D变化时，开关管电压应力也随之变化。
当D=0.5左右变化时，的值变化不大，也就是说，当输入电压变化比较大时，开关管电压应力变化不大，因此有源钳位正激变换器特别适用于宽输入电源电压场合。
一般D最大可以取到0.75左右。
在设计开关电源时，应该合理选择占空比，使得当输入电压为最大和最小值，开关管的电压应力相等。
由式（4-4）可得：，（5-5）由式（5-2）可知，欲使得输入最大电压和最小电压时开关管电压应力相等，则须满足以下条件：（5-6）则可以算得=0.412，=0.588，N=1.15为了便于高频变压器的制作，取N=1，则根据式（4-4）可以得到：=0.358，=0.511二、主开关管的选择选择MOSFET的原则是：MOSFET的额定电压和电流值不小于变换器中MOSFET所承受的最大电压和最大电流，一般应该为两倍。
有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势
有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势有源箝位正激电源变换器的工作原理及优势— Bob Bell, 美国国家半导体公司电源应用工程师对设计人员来说，有源箝位正激变换器有很多优点，现在正得到广泛应用。
采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用（50W 至 500 W范围）的出色选择。
虽然正激结构的普及有各种各样的原因，但设计者主要青睐的是它的简捷、性能和效率。
正激变换器来源于降压结构。
两者之间的主要区别是：正激结构变压器的输入地和输出地之间是绝缘的，另外它还有降压或升压功能。
正激结构中的变压器不会象在对称结构（如推挽、半桥和全桥）中那样，在每个开关周期内进行自复位。
正激功率变换器中使用了一些不同的复位机制，它们各有自己的优点和挑战。
对设计者而言，有源箝位正激变换器具有诸多的优点，因此现在这个拓扑被广泛应用。
图1：降压和前向拓扑结构图 1 显示了降压和正激转换器之间的相似之处。
注意两种变换功能的唯一区别是在正激变换功能中，匝数比(Ns/Np)这一名词所包含的内容。
Ns 和 Np 分别为次级匝数和初级匝数，均绕在变压器磁芯上。
图2 显示了一个变压器模型，其中包括与初级绕组并联的“励磁电感”（Lm）。
这个励磁电感可以在次级绕组开路状态下在初级端子处测量。
励磁电感中的电流与磁芯中的磁通密度成正比。
确定尺寸的某种磁芯只能支持到某个磁通密度，然后磁芯就会进入饱和。
当磁芯饱和时，电感量会急剧下降。
变压器模型中另外一个部分是与初级绕组串联的“漏感”（LL）。
漏感可以在次级绕组短路情况下在初级端子处测量。
这一名称表示杂散的初级电感，它不会耦合到次级。
图2 转换模式有源箝位电路的工作图3a 图3b图3c图 3a 到 3c 表示了有源箝位正激电源转换器的主要工作步骤。
在时刻t0 时，主功率开关（Q1）导通，在变压器初级施加一个VIN。
变压器次级绕组电压为VIN x Ns/Np。
此时的初级电流包括两个部分：来自输出电感的映射电流(IL x Ns/Np)；以及在激磁电感（Lm）中上升的电流。
有源钳位正激电路工作原理
有源钳位正激电路工作原理
有源钳位正激电路是由两个二极管组成的，二极管的反向恢复时间与二极管的反向恢复时间相等，因此在反向恢复时间内，二极管承受反向电压，使二极管两端的电压很低。
当开关管处于开通状态时，电流从零开始上升，二极管承受很高的正向压降，它在开通阶段将会有很高的反向恢复电流。
如果二极管的导通时间较长时，就会出现反向饱和，而使电流在短时间内上升到很高的数值。
因此有源钳位正激电路中通常使用一个箝位二极管。
在这种电路中，由于两个二极管所承受的反向电压都是很高的，因此它们承受的峰值电压也是很高的。
在一个周期内，如果第一个二极管上流过很大的正向电流，而第二个二极管上流过较小的正向电流，则它们将会有一个峰值电压。
当它们同时达到这个峰值电压时，这两个二极管就会被击穿。
有源钳位正激电路中最常见的钳位二极管是CJ1 (或CJ2)和CJ3 (或CJ4)。
—— 1 —1 —。
有源钳位电路的工作原理
有源钳位电路的工作原理
有源钳位电路是一种电子电路，用于限制输入信号的幅值在输出信号的某个特定范围内工作。
它由一个有源元件（通常是操作放大器）和一些被动元件（如电阻、电容）组成。
有源钳位电路的工作原理如下：
1. 当输入信号的幅值小于特定范围的下限时，有源钳位电路表现为一个正常的放大器。
输入信号经过放大并输出。
2. 当输入信号的幅值超过特定范围的上限时，有源钳位电路会自动调节输出信号，将输出信号限制在该特定范围内。
这是通过负反馈机制实现的。
3. 当输入信号的幅值在特定范围内时，有源钳位电路也会正常放大输入信号，并输出。
有源钳位电路常用于信号处理和测量应用中，它可以限制输出信号的幅值，防止信号过载和失真。
同时，它还可以消除直流偏移和噪声幅度的变化。
总之，有源钳位电路通过调节放大器的增益，使得输入信号的幅值在特定范围内，从而保证输出信号的稳定性和准确性。
有源钳位正激电路的分析设计
有源钳位正激电路的分析设计一、有源钳位正激电路的基本原理有源钳位正激电路主要由放大器、反馈电阻和两个二极管组成。
其基本原理是通过两个二极管将输入信号限制在一个稳定的范围内，从而防止过大的信号损坏放大器。
这种电路设计的关键在于确定适当的电阻值和二极管的工作点。
二、电路参数的计算1.反馈电阻：反馈电阻的选择主要考虑稳定性和放大倍数。
一般而言，反馈电阻越大，稳定性越好，但放大倍数也会相应下降。
可以通过实际的电路要求和实验数据来确定反馈电阻的大小。
2.二极管的工作点：二极管的工作点是指二极管的电压和电流处于稳定的状态。
通过适当选择电阻和电源电压，可以使得二极管的工作点处于合适的范围内，保证电路正常工作。
3.放大器的参数：放大器的参数可以根据实际需求进行选择，包括放大倍数、频率响应等。
这些参数的选择需要根据具体应用场景进行设计。
三、电路设计步骤1.确定电路要求：明确电路的输入和输出要求，包括输入信号幅度、频率等。
2.选择放大器：根据电路要求选择合适的放大器，考虑放大倍数、频率响应等参数。
3.确定反馈电阻：根据实验数据和实际要求确定合适的反馈电阻值，注意稳定性和放大倍数之间的平衡。
4.计算二极管的工作点：根据二极管的参数和电路要求计算合适的电阻和电源电压，使得二极管工作点处于合适的范围内。
5.组装和调试电路：根据设计结果进行电路组装，并进行实际测试和调试。
根据测试结果进行必要的调整和优化。
四、电路设计实例例如，设计一个有源钳位正激电路，要求输入信号幅度为±5V，放大倍数为10倍，频率响应为10Hz~10kHz。
1.根据放大倍数的要求，选择放大器的参数。
可以选择带宽为100kHz的运放作为放大器。
2.根据反馈电阻的要求，假设我们选择反馈电阻为1kΩ，根据反馈电阻的公式计算得到反馈电流为10mA。
3.选择合适的二极管，例如硅二极管，根据二极管的伏安特性曲线和电路要求计算合适的电阻和电源电压。
假设选择电阻为10kΩ，电源电压为15V。
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第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。
但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。
传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。
这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。
(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。
它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。
(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
(3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于变换器效率的提高；(3)变压器磁芯双向对称磁化，工作在B-H回线的第一、三象限，因而有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流电路的复杂度。
图2-1 低边有源箝位电路Fig. 2-1 Low-Side a ctive c lamp c ircuitr图2-2 高边有源箝位电路Fig. 2-2 High-Side a ctive c lamp c ircuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别[40]。
本设计采用的是如图2-1所示的低边箝位电路。
在此对这两种电路的不同点做一个简要的分析。
(1)箝位电路的构成 如图2-1所示的有源箝位电路由一个P 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成，并联在主功率开关管的两端，一般称之为低边箝位电路。
如图2-2所示的有源箝位电路由一个N 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成，并联在变压器的两端，称之为高边箝位电路。
这两种电路之所以选用的功率MOSFET 的沟道不同，主要是因为其内部体二极管的导通方向不同。
对于相同的电压和相同的模片区域，P 沟道功率MOSFET 比N 沟道功率MOSFET 的通态电阻要更高，通态损耗要更大，而且价格也要更贵。
(2)箝位电容上的电压 忽略电路中漏感的影响，根据变压器一次侧绕组两端伏秒积平衡的原理，可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式为：inc 1V V D=- (2-1)由式(2-1)可知，c V 的表达式和升压式(Boost)变换器的输出电压表达式一样，因而图2-1所示的电路又称为升压式箝位电路。
同理，可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：inc 1DV V D=- (2-2)由式(2-2)可知，c V 的表达式和反激(Flyback)变换器的输出电压表达式一样，因而图2-2所示的电路又称为反激式箝位电路。
(3)栅极驱动的实现方法 箝位电路选择的不同，对箝位开关管的栅极驱动的要求也就不同。
对于高边箝位电路中的箝位开关管的驱动来说，箝位开关管VT2要采用浮驱动，因而需要通过高边栅驱动电路或一个专用的门极驱动变压器来实现。
而低边箝位电路的箝位开关管为P 型管，那么对于它的驱动来说，只需要由一个电阻、一个电容和一个二极管组成电平位移电路即可实现。
相对于低边箝位电路中的箝位开关管的驱动设计来说，高边箝位电路中的箝位开关管的驱动相当麻烦而且成本也较高。
关于箝位开关管栅驱动的具体设计方法将在以后的章节中进行详细地论述。
本课题选用的是低边箝位电路，主要因为它的箝位开关管的驱动电路相对简单，不需要外加驱动变压器。
此外，许多半导体公司已经专门针对这种变换器开发出了一系列的P 沟道功率MOSFET ，因而在选取器件时已经没有了很大的限制。
2.2 有源箝位正激变换器的工作原理基于上面的分析，本文采用的是低边箝位电路，其主电路拓扑结构如上图2-1所示。
在图2-1所示电路中，1VT 为主功率开关管，箝位电容c C 和箝位开关管2VT 串联构成有源箝位支路，并联在主功率开关管1VT 两端。
m L 为励磁电感，r L 为变压器漏感和外加电感之和。
r C 为主功率管1VT 、箝位开关管2VT 的输出电容和变压器绕组的寄生电容之和。
变压器的副边由3VT 、4VT 构成自驱动的同步整流电路，以减小开关的损耗，提高变换器的效率。
o L 为输出滤波电感，o C 为输出滤波电容。
为了简化分析过程，在分析电路之前先做如下的假设： (1)所有功率开关器件都是理想的。
(2)箝位电容c C 远大于谐振电容r C 。
(3)输出滤波电感o L 足够大，则其上的输出电流不变，可以认为是一个恒流源，同理，输出滤波电容o C 足够大，则其上的输出电压不变，为一个恒压源。
(4)谐振电感r L 远小于励磁电感m L 。
(5)变压器的初级绕组和次级绕组的匝比为12n=N :N 。
(6)为了使主管能完全实现ZVS开通，谐振电感存储的磁场能大于寄生电容存储的电场能。
有源箝位正激变换器的主要参数波形如下图2-3所示。
V-V图2-3 有源箝位正激变换器的主要参数波形Fig. 2-3 Waveforms of a ctive c lamp forward converter图2-1所示电路在一个开关周期中可分为10个工作模式，其工作过程如下：(1)工作模式1(0t ~1t ) 在0t t =时刻，同步整流管的体二极管3D 、4D 换流结束，同步整流管3VT 导通，输入能量通过变压器和整流管3VT 传送到输出负载。
因为此前3VT 的寄生二极管3D 处于导通状态，因此整流管3VT 实现了零电压开通。
在该工作阶段内，谐振电感r L 和变压器原边励磁电感m L 上的电流在输入电压in V 作用下线性增长，这一时间段的等效电路拓扑如图2-4所示：R图2-4 工作模式1 Fig. 2-4 State 1(0t ~1t )在这段时间内有：()()()()()()()m m r m m inL L 00m ro o inL o L L 00m r V L +L V L +L i t i t t t I I i t I i t i t t t n n=+*-=*+=+*-+ (2-3)在1t t =时刻，主功率开关管1VT 上的驱动信号消失，1VT 关断，该工作阶段结束。
这个时间段的长度由变换器的占空比决定。
(2)工作模式2(1t ~2t ) 在1t t =时刻，主功率开关管1VT 关断，在谐振电容r C 的作用下，主功率管漏源两端的电压开始缓慢上升，因而1VT 实现了零电压关断。
因为变压器副边电压()m gs th /n V V >依然成立，所以副边同步整流管3VT 仍然导通，输出电流通过整流管3VT 。
在该工作阶段内，谐振电容r C 、谐振电感r L 和励磁电感m L 一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-5所示：R图2-5 工作模式2 Fig. 2-5 State 2(1t ~2t )在这一时间段内有： ()()()()()(){}()()inLr Lr 111111cr in 11Lr 1111cos sin 1cos sin V i t i t tt t t Z u t V t t i t Z t t ωωωω=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=*--+**-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦(2-4)式中：1Z =1ω=因为谐振电容r C 很小，谐振电路的特征阻抗1Z 很大，所以谐振电容rC 两端的电压能迅速增长，因此上式可改写为：()()()()()()()()()()in inLr Lr 111Lr 111m rLr 1cr Lr 11111rL +L C V V i t i t t t i t t t Z i t u t i t Z t t t t ωω≈*+*-=*+*-≈**-=*- (2-5)在该阶段内变压器原边绕组上的电压逐渐减小：()()()()Lr 2m in cr in 2ri t V t V V t V t t C ≈-≈-- (2-6)当2t t =时刻，变压器两端的电压下降到0V ，即：m cr in 0V u V ==，，该工作过程结束。
(3)工作模式3(2t ~3t ) 在2t t =时刻，副边同步整流管的寄生二极管3D 和4D 开始进行换流，变压器原副边的电压都为0V ，则此时变压器原边激磁电流()Lm Lm 2i i t =保持不变。
在该工作阶段内，谐振电容r C 和谐振电感r L 一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-6所示，那么在这一时间段内有：()()()()()()Lr Lr 222cr in Lr 2222cos sin i t i t t t u t V i t Z t t ωω=*-⎡⎤⎣⎦=+**-⎡⎤⎣⎦(2-7)式中：2Z =2ω=图2-6 工作模式3 Fig. 2-6 State 3(2t ~3t )到3t t =时刻，谐振电容r C 上的电压谐振到()cr c 0u u t =，该谐振阶段结束。
从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体二极管3D 和4D 。
(4)工作模式4 (3t ~4t ) 在3t t =时刻，箝位开关管2VT 的寄生二极管2D 导通，该工作阶段内，激磁电流()Lm Lm 2i i t =保持不变，()c r C +C 和谐振电感r L 一起进行谐振，变压器进入磁复位过程，因为电流Lr i 是正向的，在这个阶段可以给箝位管2VT 以导通信号，从而使2VT 实现零电压开通。
这一时间段等效电路拓扑如图2-7所示：R图2-7 工作模式4 Fig. 2-7 State 1(3t ~4t )在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in 0Lr Lr 333333cr in Lr 33330in 33cos sin sin cos C C V vt i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v tV t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦(2-8)式中：4Z =为谐振电路的特征阻抗4ω=当4t t =时刻，谐振电感上的电流为：()Lr Lm 3i i t =，此时3D 上的电流降为0，而4D 上的电流则上升为负载电流，体二极管3D 、4D 换流完成，该谐振阶段结束。