有源钳位正激
有源钳位正激电路的分析设计
有源箝位正激变换器电路分析设计1.引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本文主要介绍Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
2. 有源箝位正激变换器电路的介绍有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的Z VS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
有源钳位正激最大占空比
有源钳位正激最大占空比有源钳位正激最大占空比，这个词听起来挺专业的，对吧？但是别担心，我们今天就来轻松聊聊这事儿。
想象一下，你在厨房里煮饭，水开了，你得把火调小点，才能让汤煮得恰到好处。
钳位和占空比就有点像这种火候掌控。
在电源设计里，正激变换器常常被用来提高效率。
可你知道吗？如果占空比过大，电路就像锅里水开得太猛，容易溢出，搞得一团糟。
所以，掌握最大占空比就显得格外重要。
要说有源钳位，这个概念听上去有点高大上，其实就是通过某种方法来控制电压，保护电路不被过高的电压“淹死”。
就像你在夏天喝饮料，太冰了容易伤胃，适度才行。
钳位就是那种“适度”的角色，保证电压不至于失控。
想象一下，变压器就像是一个超级能干的厨师，负责把原材料变成美味的菜肴。
而钳位就是帮厨师掌握火候的小助手，确保一切顺利进行。
最大占空比就像是在电路中的“秤”，要让一切保持平衡。
说到这里，可能有人会问，究竟什么是“占空比”呢？简单来说，它就是开关在一段时间内处于“开”的时间比例。
如果你把它想象成在游乐园排队，开关“开”就是游乐设施运行的时间，“关”就是它停止的时间。
占空比高，就意味着你有更多的时间在享受刺激；占空比低，就像排队的时候，玩得时间少得可怜。
现在，我们再来深入看看这个最大占空比，通常来说，对于正激变换器，最大占空比可以影响到效率和输出电压。
如果占空比太高，电流会增加，导致发热，长此以往，电路就会像个累了的老头，慢慢“垮掉”。
所以，设计者得精打细算，把这个占空比控制在一个“黄金”范围内，确保电源稳定又高效。
在实际应用中，设计者们就像是在搭建一座摩天大楼，得考虑各种因素，比如材料的强度、风的阻力、基础的稳固等。
正激变换器的设计也是如此，需要把有源钳位和最大占空比结合起来，形成一个完美的电源方案。
太高的占空比就像是把摩天大楼建得太高，可能会引来安全隐患；而占空比太低，则可能会让你的电源“无精打采”，输出不足，达不到想要的效果。
电源的稳定性至关重要，就像你工作时需要一杯好咖啡提神醒脑。
变压器正激有源钳位的选择及误区介绍
变压器正激有源钳位的选择及误区介绍变压器正激有源钳位，对设计人员来说主要青睐的就是它的简捷、性能和效率，现得到广泛应用。
采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用(50W 至 500 W范围)的出色选择。
在高功率密度模块电源中，同步整流技术成了必须的选择，而正激有源钳位其主要的性能优势在于为绕组自驱的同步整流提供了非常理想的驱动波形，绕组自驱动同步整流电路简单、器件少、为设计者节约了布板空间和产品成本，因此被主流的模块电源厂家普遍接受应用。
正激有源钳位的种类和选择：钳位管上钳位拓扑和钳位管下钳位拓扑，上钳位电路采用N MOS管，下钳位电路采用PMOS管，那么在实际的设计中我们如何选择呢?我们看上钳位MOS管和变压绕并联，和开关管串联，而下钳位管是和开关管并联，和变压器绕组串联，绕组电压要低于开关电压，所以在实际设计中高压的PMOS管不容易找，根据这个特点，在高输入电压中如200V以上的设计中我们要考虑使用上钳位，但是上钳位因为MOS管的S脚是接在浮动点上，所以驱动电路必须设计成隔离驱动，这个驱动增加了成本和电路复杂，所以在低压的模块电源应用中，大多数都是采用PMOS管下钳位电路，因为其PMOS管电压不高，而且驱动电路简单。
正激有源钳位的原理和误区：钳位管被关断后，开关管还没有导通的死区时间里，反向流动的谐振电流被钳位开关强制关断，而根据电感电流惯性作用，需要继续向电感流动，这时将抽取存储在开关管结电容里的能量，而结电容要远远小于钳位电容，存储的能量也非常小，所以结电容的电压迅速下降，也就是开关管的VDS电压迅速下降。
在理想状态下可以理解下降到零，但仪器仪表世界网称实际情况是，当VDS电压下降到Vin电压时，也就原边绕组电压下降到0V后，如果继续下降将造成原边绕组的电压变成上正下负的电压，这个电压被折算到副边，将导致副边的整流管导，副边绕组传输能量。
这个过程将产生一个上正下负的电流，而我们的谐振电流确是一个下负上正的电流，这个两个反向的电流将互相制衡，使得VDS电压维持在一个动态平衡的作用上。
有源钳位正激钳位电容工作原理
有源钳位正激钳位电容工作原理
有源钳位正激钳位电容是一种特殊的电容工作原理，它通过不断变化电路的工作状态来实现电容的正激。
下面是具体的工作原理：
1. 初始状态：在没有外部信号时，有源钳位正激钳位电容内部的电路处于关闭状态，电容两端电压为0。
2. 正激开始：当外部信号输入时，根据信号的变化，电容两端会产生相应的电压变化。
这个过程中，有源钳位正激钳位电容内部的电路会根据电压变化自动切换工作状态，以实现电容的正激。
3. 工作状态切换：根据输入信号的正负变化，有源钳位正激钳位电容会通过内部的开关电路，选择性地切换工作状态。
具体来说，当输入信号为正时，有源钳位正激钳位电容会选择性地将电容与电源相连，使其被正激。
反之，当输入信号为负时，有源钳位正激钳位电容会选择性地将电容与地相连，使其被反激。
4. 反激和正激：在工作状态切换的过程中，根据输入信号的变化，有源钳位正激钳位电容会不断地进行反激和正激。
这样，电容两端的电压就能随着输入信号的变化而正常响应。
总结起来，有源钳位正激钳位电容通过内部的开关电路，根据输入信号的变化，选择性地切换工作状态，从而实现电容的正
激。
这种工作原理使得有源钳位正激钳位电容能够有效地响应输入信号的变化，并将其转化为电压输出。
有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势
有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势有源箝位正激电源变换器的工作原理及优势— Bob Bell, 美国国家半导体公司电源应用工程师对设计人员来说，有源箝位正激变换器有很多优点，现在正得到广泛应用。
采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用（50W 至 500 W范围）的出色选择。
虽然正激结构的普及有各种各样的原因，但设计者主要青睐的是它的简捷、性能和效率。
正激变换器来源于降压结构。
两者之间的主要区别是：正激结构变压器的输入地和输出地之间是绝缘的，另外它还有降压或升压功能。
正激结构中的变压器不会象在对称结构（如推挽、半桥和全桥）中那样，在每个开关周期内进行自复位。
正激功率变换器中使用了一些不同的复位机制，它们各有自己的优点和挑战。
对设计者而言，有源箝位正激变换器具有诸多的优点，因此现在这个拓扑被广泛应用。
图1：降压和前向拓扑结构图 1 显示了降压和正激转换器之间的相似之处。
注意两种变换功能的唯一区别是在正激变换功能中，匝数比(Ns/Np)这一名词所包含的内容。
Ns 和 Np 分别为次级匝数和初级匝数，均绕在变压器磁芯上。
图2 显示了一个变压器模型，其中包括与初级绕组并联的“励磁电感”（Lm）。
这个励磁电感可以在次级绕组开路状态下在初级端子处测量。
励磁电感中的电流与磁芯中的磁通密度成正比。
确定尺寸的某种磁芯只能支持到某个磁通密度，然后磁芯就会进入饱和。
当磁芯饱和时，电感量会急剧下降。
变压器模型中另外一个部分是与初级绕组串联的“漏感”（LL）。
漏感可以在次级绕组短路情况下在初级端子处测量。
这一名称表示杂散的初级电感，它不会耦合到次级。
图2 转换模式有源箝位电路的工作图3a 图3b图3c图 3a 到 3c 表示了有源箝位正激电源转换器的主要工作步骤。
在时刻t0 时，主功率开关（Q1）导通，在变压器初级施加一个VIN。
变压器次级绕组电压为VIN x Ns/Np。
此时的初级电流包括两个部分：来自输出电感的映射电流(IL x Ns/Np)；以及在激磁电感（Lm）中上升的电流。
有源箝位正激式电路的特点及其参数设计
Science &Technology Vision科技视界0引言在烟草工业电气设备中,各种电路板和模块上的大量集成电路,需要直流5V 电源供电,通常我们用高于5V 的直流电再通过DC-DC 三端稳压模块变换(一般压差为2V)得到稳定的5V 电源。
实验室用的电源电流一般只有5A,10A,且体积偏大,不适合安装。
有源钳位正激式拓扑电路适合中小功率开关电源的设计,而且结构简单,性能好,适合在烟草工业电气设备中使用。
1有源箝位正激式电路的特点图1有源箝位正激式模型电路有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同,只是增加了辅助开关Qc(带反并二极管)和储能电容Cc,且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。
开关Q1和Qc 工作在互补状态。
为了防止开关Q1和Qc 共态导通,两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。
采用有源箝位的正激变换器的特点是:变压器是双向对称磁化的,工作在B-H 回线的第一和第三象限,变压器得到了充分利用,因此占空比可以大于0.5,而且开关管的电压应力低,适合与输入电压范围比较宽的应用场合,箝位开关管是零电压开关的,励磁能量和漏感能量全部回馈到电网。
2参数设计2.1功率变压器的设计1)工作频率的设定开关频率的提高有助于开关电源的体积减小,重量减轻。
开关频率提高又增加了开关损耗和磁芯损耗。
本方案通初步确定工作频率和最大占空比如下:工作频率f=170kHz 最大占空比=75%2)根据设计输出功率选择磁芯P O =7.5×20=150(W)考虑有20%裕量和效率,取η=80%,则150×1.2×1.25=225瓦,选择一个传递功率可达300瓦的磁芯,通过Ferroxcube 公司的磁芯手册,选材料代号为3F3的锰锌铁氧体磁芯,材料的损耗曲线如图2所示。
比损耗为100Mw/cm 3对应磁通密度摆幅为0.09T。
这里是第一次选择磁通密度摆幅。
图2比损耗与频率和峰值磁感应关系T=100℃应用面积粗略估计公式:AP=A e A w =P OK ΔBf T()4/3cm4其中:P O ———输出功率(W);ΔB ———磁通密度变化量(T);f T ———变压器工作频率(Hz);K ———0.014(正激变换器)得到AP=2720.014×0.08×170×103()4/3=1.2cm4假定选择磁芯EE32/6/20,查阅手册得到A w =130mm 2A e =130mm 2V e =5380mm 3l e =41.4mm 。
有源钳位正激电路工作原理
有源钳位正激电路工作原理
有源钳位正激电路是由两个二极管组成的，二极管的反向恢复时间与二极管的反向恢复时间相等，因此在反向恢复时间内，二极管承受反向电压，使二极管两端的电压很低。
当开关管处于开通状态时，电流从零开始上升，二极管承受很高的正向压降，它在开通阶段将会有很高的反向恢复电流。
如果二极管的导通时间较长时，就会出现反向饱和，而使电流在短时间内上升到很高的数值。
因此有源钳位正激电路中通常使用一个箝位二极管。
在这种电路中，由于两个二极管所承受的反向电压都是很高的，因此它们承受的峰值电压也是很高的。
在一个周期内，如果第一个二极管上流过很大的正向电流，而第二个二极管上流过较小的正向电流，则它们将会有一个峰值电压。
当它们同时达到这个峰值电压时，这两个二极管就会被击穿。
有源钳位正激电路中最常见的钳位二极管是CJ1 (或CJ2)和CJ3 (或CJ4)。
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有源钳位正激式转换器
有源钳位正激式转换器
图1给出了有源钳位正激式转换器的两种主电路。
其中，Lm和LLK，分别表示变压器的等效励磁电感和漏感，电容C1和C2分别表示开关管V1和V2的结电容，D1和D2为开关管V1和V2的反并联二极管。
钳位开关管V2（小功率MOSFET）和钳位电容C串联，组成有源钳位电路，此电路有两种接法：一种是与转换器的主开关管V1并联，如图1（a）所示；另一种是并联在变压器的初级绕组两端，如图1（b）所示。
图1 有源钳位正激式转换器的两种主电
在正激式转换器中，利用有源钳位技术可以实现变压器铁心的自动磁复位，无须另加复位措施；并可以使励磁电流正、负方向流通，使铁心在磁化曲线第一象限及第三象限运行，提高了铁心的利用率。
在主开关关断期间，钳位电路将主开关管两端的电压钳位在一定数值的水平上，并基本保持不变，从而避免了主开关管上出现过大的电压应力。
分析表明，正激式转换器主开关管两端的电压为输人电压Ui，与钳位电容C上电压UC之和。
图1（a）、（b）中，钳位电容C上的电压UC是不同的，根据计算可以分别得到
对图1（a）所示的电路
对图1（b）所示的电路
式（3-252）可以推导如下：对于图1（b）所示的电路，在一个周期Ts 内，主开关管V1，导通的时间为DUTs，变压器初级绕组承受的电压为Ui，而V1的关断时间为（1—Du）Ts，变压器初级绕组承受的电压为UC。
由伏秒平。
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有源钳位正激的复位：高侧与低侧简介关于有源钳位技术的所有论文均显示钳位电路应用于直接跨过变压器初级侧的高端，或直接跨过主MOSFET开关的漏极至源极的低端。
更有趣的是，作者似乎在哪方面最好，哪一方面最好，而为什么却很少或根本没有解释的问题上各占一半。
将有源钳位变压器复位技术应用于高端与将其应用于高端之间存在细微但值得注意的区别。
每种应用都会产生不同的传递函数，进而导致在复位期间向钳位电路施加不同的电压。
钳位电容器的值和电压额定值以及每种情况下栅极驱动电路之间的不同考虑因素都将受到直接影响。
Low-Side Clamp（低端钳位）图1显示了应用于基本单端正激转换器的低端钳位电路，该转换器具有标准的全波整流输出和LC滤波器只要主MOSFET Q1导通，就会在变压器的励磁电感上施加全部输入电压，这称为功率传输模式。
相反，每当辅助（AUX）MOSFET Q2导通时，钳位电压和输入电压之间的差就会施加到变压器的励磁电感上，这称为变压器复位周期。
低端钳位的一个特定事实是，由于体二极管的方向，辅助MOSFET Q2必须是P沟道器件。
还值得注意的是，Q2仅载有变压器励磁电流，与反射的负载电流相比，平均值很小。
因此，选择低栅极电荷MOSFET应该是主要考虑因素，而低RDS（on）只是次要考虑因素。
在Q1关闭和Q2打开之间还引入了一个附加的死区时间。
在死区时间期间，初级电流保持连续流过P沟道AUX MOSFET Q2或主MOSFET Q1的体二极管。
这通常被称为谐振周期，其中为零电压开关（ZVS）设置条件。
这是有源钳位拓扑结构的重要且独特的特性，但是对于此比较而言，它几乎没有什么意义，除了简要提到有源钳位应用于低端还是高端始终存在。
忽略漏感的影响，可以通过在变压器励磁电感两端应用伏秒平衡原理来推导低端钳位的传递函数（1）给出钳位电压VC(LS)的简化式(1)（2）有趣的是，对于非隔离式升压转换器，（2）中给出的传递函数也是相同的传递函数，这就是为什么低侧钳位通常被称为升压型钳位的原因。
（2）的结果给出了输入电压和钳位电压之间传递函数的表达式。
但是，从图1中可以注意到，每当Q2导通时，钳位电压就直接施加在Q1的漏极-源极结两端，而不是变压器的初级励磁电感。
因此，可以对（2）进行扩展和编写，使其包含用于确定主MOSFET Q1上的漏-源电压应力的表达式：（3）在变压器复位期间，变压器初级线圈上的点极性反转，因此现在将施加到初级线圈上的电压定义为：（4）如果将（2）中的VC（LS）表达式代入（4）并简化，则将输入电压与复位电压相关的传递函数可以显示为：（5）此外，单端正激转换器的占空比D定义为：输出电压乘以输入电压乘以变压器匝数比n=NP/NS。
（6）将（6）代入（3）和（5）并进行简化，得到VIN（V），VO和N表示的VC（LS）和VRESET（LS）表达式，如（7）和（8）所示。
（7，8）现在，可以使用（7）和（8）的结果以图形方式显示在固定值VO和固定变压器匝数比N的情况下，钳位电压和变压器复位电压如何随输入电压变化。
使用4 V值对于VO（3.3 V加上一些额外的压降），首先在图2中绘制（7）的图形结果，并显示各种变压比N.从图2（上图）可以看出，在最小输入电压（最大占空比D）期间MOSFET 电压应力的急剧变化。
因此，PWM控制器（如图4所示的UCC2891）必须具有精确限制最大占空比的能力。
结果可能是施加到MOSFET的破坏性电压电平，或者必须过度指定最大MOSFET电压额定值。
从有源钳位设计的角度来看，通过绘制图2所示的图表来开始功率级设计会有所帮助。
然后可以选择一个变压器匝数比，以在每个输入电压极限下产生相对恒定的VDS（LS）。
图2显示，对于在整个电信输入电压（36 V <VIN <75 V）上工作的典型正激转换器，匝数比N = 6导致在VIN = 36 V时施加110 V的漏-源电压VIN = 75V。
图2所示的MOSFET 电压也是钳位电容器Ccl看到的电压。
因此，必须适当选择钳位电容器以承受全部钳位电压加上任何额外的降额电压。
选择了6的匝数比后，还可以针对变化的输入电压绘制由（8）给出的变压器复位电压VRESET （LS），如图3所示。
低侧钳位的栅极驱动注意事项由于已经确定低端钳位电路的辅助MOSFET必须是P沟道器件，因此需要负栅极驱动电压才能完全打开该器件。
但是，大多数脉冲宽度调制器（PWM）控制器或栅极驱动器不会产生低于接地基准的输出电压电平。
使用如图4所示的应用于低侧钳位的栅极驱动电路，可以直接从低侧参考驱动器或PWM栅极驱动信号驱动P沟道MOSFET。
无论是直接从PWM还是从栅极驱动器获得，Q1的栅极至源极电压VOUT必须与VAUX同步同相，如图4的时序图所示（未显示死区延迟）。
使用诸如UCC2891之类的高级PWM控制器，极大地简化了驱动两个MOSFET开关的任务。
加上内部±2-A驱动器，用户可编程的死区时间和精确的最大占空比钳位，UCC2891提供了专门针对低端有源钳位应用的精确定相和控制PWM栅极电压VAUX第一次变正时，二极管D1将被正向偏置，电容器C1充电至–VAUX伏。
然后，电容器电压通过R1放电。
如果R1和C1等式（9）的时间常数远大于PWM周期，则C1两端的电压保持相对恒定，并且在Q2处得到的栅极到源极的电压为–VAUX，峰值为零伏。
因此，VAUX有效地移到了地面以下，现在足以驱动P沟道MOSFET Q2的栅极。
4 High-Side Clamp(高端钳位)类似于低端钳位，每当主MOSFET Q1导通时，整个输入电压都施加在变压器的励磁电感上，这称为功率传输模式。
每当辅助MOSFET Q2导通时，钳位电压VC（HS）就会直接施加在变压器的励磁电感上，这称为变压器复位周期。
这与将钳位电压VC（LS）直接施加在主MOSFET 的漏极-源极结两端的低端情况完全不同。
仅由于体二极管的方向，高端钳位辅助MOSFET Q2必须是N沟道器件。
与低侧钳位电路类似，Q2中的主要损耗是栅极电荷损耗，因此选择MOSFET时要考虑到相同的低栅极电荷。
忽略漏感的影响，可以通过在变压器励磁电感上再次应用伏秒平衡原理来推导高端钳位的传递函数（10，11）有趣的是，在（11）中给出的传递函数也与非隔离反激式转换器的传递函数相同。
这就是为什么高端钳位通常被称为反激式钳位的原因。
（11）的结果给出了输入电压和钳位电压之间传递函数的表达式。
但是，从图5中可以注意到，每当Q2导通时，钳位电压就直接施加在变压器的初级励磁电感上。
因此，可以将（11）扩展和编写为包括用于确定复位电压的表达式：（12）在变压器复位期间，变压器初级上的点极性反转，因此施加到主MOSFET Q1的漏极至源极的电压可写为：（13）如果将（11）中的VC（HS）表达式代入（13）中并简化，则将输入电压与主MOSFET漏极-源极电压相关的传递函数可以显示为：（14）将（6）代入（12）和（14）并进行简化，可以得到VRESET（HS）和VC（HS）的VIN，VO和N表达式，如（15）和（16）所示现在，可以使用（15）的结果以图形方式显示在固定值VO和固定变压器匝数比N的情况下，钳位电压和变压器复位电压如何随输入电压而变化。
对于VO使用相同的先前值4 V（3.3 V加上一些额外的压降），（15）的图形结果绘制在图6中，并显示了各种变压比N。
由于（16）给出的MOSFET漏极至源极电压与（7）给出的低侧钳位电压VDS（LS）相同，因此（16）的图形结果也可以由图2表示。
Choosing the Clamp Capacitor（钳位电容的选择）无论使用高端还是低端有源钳位电路，施加到变压器初级的伏秒必须保持平衡，以使每种情况下的变压器复位电压均相等。
而且，由于每个电路的初级MOSFET漏极至源极电压应力和变压器复位电压都相同，因此必须考虑施加在钳位电容器Ccl两端的变化钳位电压。
通过比较每种情况下钳位电压传递函数之间的差异，可以看到钳位电容器电压变化的详细信息。
（17）将（2）和（11）代入（17），ΔVC可表示为：（18）（18）的结果表明VC（LS）比VC（HS）大VIN伏。
考虑到VIN的范围为36 V <VIN <72 V，图8显示了VC（HS），VC（LS）和∆VC的图形比较因此，确定钳位电容器尺寸的首要考虑是知道在给定的VIN范围内合适的额定电压应为多少。
图8的曲线表明，ΔVC随着VIN线性增加。
对于较高的VIN值，高端钳位电路提供最低的电压应力。
但是，仍然必须根据最小VIN，最大D的上升钳位电压来选择电容器，在本例中约为80V。
钳位电容器的值主要是基于可以容忍的允许纹波电压的数量来选择的。
另外，假设电容器的值足够大以近似钳位电压作为恒定电压源。
然而，根据（2）和（11），Vcl随输入电压而变化。
每当命令出现线路瞬态或占空比突然变化时，钳制电压（因此需要变压器复位电压）就需要花费一定的时间。
较大的电容器值会导致较小的电压纹波，但也会引入瞬态响应限制。
较小的电容器值会导致更快的瞬态响应，但代价是电压纹波较高。
理想情况下，应选择钳位电容器以允许一定的电压纹波，但不应太大，以免给主MOSFET Q1施加过多的漏-源电压应力。
密切注意Q1的VDS，同时允许大约20％的电压纹波。
简化Ccl的一种简化方法是求解Ccl，以使谐振时间常数远大于最大关断时间。
虽然诸如功率级时间常数和控制环路带宽之类的其他因素也将影响瞬态响应，但至少在有源钳位电路的角度，这种方法（如19所述）将确保瞬态性能不会受到影响。
（19）通过将（19）的两边除以总周期T并求解Ccl，可以将（19）改写为（20），用已知的设计参数表示Ccl：（20）一旦由（20）计算出Ccl，在电路中测量钳位电容器纹波电压后，最终设计值可能会略有变化。
此外，（20）对高端和低端有源钳位电路均有效，因此对于所需的钳位纹波电压，每种情况下钳位电容器的元件值均相同。
将有源钳位电路应用到高端与低端之间存在相似性以及细微但重要的区别。
表1总结了每个电路的差异和相似性之间的直接比较。
对于两个电路，主MOSFET上的漏极至源极电压应力VDS和变压器复位电压VRESET相同。
钳位电压传递函数之间的差异似乎很小，但是每个钳位电压传递函数对钳位电容器的选择和变压器匝数比都有很大影响。
对于要求钳位电路上的绝对最低电压应力的单端功率转换器应用，高端钳位将是最佳选择。
即使高端钳位电路产生较低的总钳位电压，该电压也趋于在最小VIN和最大占空比时急剧上升。
因此，必须特别注意精确限制最大允许占空比，以免超过主MOSFET的最大VDS。
高端钳位使用N沟道AUX MOSFET，因此与使用P沟道器件的低端钳位相比，有更多的组件选择。