正激输出电感设计
正激变换器变压器以及输出电感的简单计算
正激变换器变压器以及输出电感的简单计算首先，我们来讨论变压器的计算。
变压器是利用电磁感应原理工作的电子设备，可以将输入的直流电压变换成输出的交流电压。
变压器由一个原边线圈和一个副边线圈组成，通过改变线圈的匝数比可以实现电压的变换。
变压器的电压变换比由下式给出：Vp/Vs=Np/Ns其中Vp和Vs分别为主线圈(原边)和副线圈(副边)的电压，Np和Ns分别为主线圈和副线圈的匝数。
根据这个公式，我们可以根据所需的输出电压和输入电压来选择变压器的参数。
例如，如果我们需要将输入电压12V转换为输出电压120V，假设变压器的匝数比为10:1，即Np/Ns=10:1、那么我们可以通过求解下面的方程来计算出主线圈和副线圈的匝数：12V/Vs=10/1得到Vs=1.2V。
因此，我们需要选择一个副线圈匝数为1.2的变压器，以实现输入电压到输出电压的变换。
接下来，我们来讨论输出电感的计算。
输出电感通常用于滤波和稳压，它可以减少输出电压中的纹波和噪声。
输出电感的电感值取决于所需的滤波效果和负载电流。
一般来说，输出电感的电感值越大，滤波效果越好。
输出电感的计算可以通过下面的公式给出：L=(Vr*T)/(ΔI*2),其中L为输出电感的电感值，Vr为输出电压的纹波峰峰值，T为一个纹波周期的时间，ΔI为负载电流的纹波值。
例如，如果我们需要输出电压的纹波峰峰值为0.1V，负载电流的纹波值为0.02A，一个纹波周期的时间为10ms。
那么根据上面的公式，输出电感的电感值可以通过计算得到。
L = (0.1V * 10ms) / (0.02A * 2) = 0.25H。
因此，我们需要选择一个电感值为0.25H的输出电感，以实现所需的滤波效果和稳压。
综上所述，正激变换器中变压器和输出电感的计算涉及到输入输出电压之间的变换比、负载电流的变化以及所需的滤波效果。
通过合理地选择变压器参数和输出电感的电感值，可以实现正激变换器的正常工作和所需的电力转换效果。
正激、反激式、双端开关电源高频变压器设计详解
一、正激式开关电源高频变压器：No待求参数项 详细公式1 副边电压Vs Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
2、0.5是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。
3 临界输出电感Lso Lso = (Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax2/(2*f*Po)1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Lso]}dt = Po2、Ton=θon/f4 实际工作占空比θon 如果输出电感Ls≥Lso：θon=θonmax否则： θon=√{2*f*Ls*Po /[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]}1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls]}dt = Po2、Ton=θon/f5 导通时间Ton Ton =θon /f6 最小副边电流Ismin Ismin = [Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon2/(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls+Ismin]}dt = Po2、Ton=θon/f7 副边电流增量ΔIs ΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls8 副边电流峰值Ismax Ismax = Ismin+ΔIs9 副边有效电流Is Is = √[(Ismin2+ Ismin*ΔIs+ΔIs2/3)*θon]1、Is=√[(1/T)*∫0ton(Ismin+ΔIs*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T10 副边电流直流分量Isdc Isdc = (Ismin+ΔIs/2) *θon11 副边电流交流分量Isac Isac = √(Is2- Isdc2)12 副边绕组需用线径Ds Ds = 0.5*√Is电流密度取5A/mm213 原边励磁电流Ic Ic = Vp*Ton / Lp14 最小原边电流Ipmin Ipmin = Ismin*Ns/Np15 原边电流增量ΔIp ΔIp = (ΔIs* Ns/Np+Ic)/η16 原边电流峰值Ipmax Ipmax = Ipmin+ΔIp17 原边有效电流Ip Ip = √[(Ipmin2+ Ipmin*ΔIp+ΔIp2/3)*θon]1、Ip=√[(1/T)*∫0ton(Ipmin+ΔIp*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T18 原边电流直流分量Ipdc Ipdc = (Ipmin+ΔIp/2) *θon19 原边电流交流分量Ipac Ipac = √(Ip2- Ipdc2)20 原边绕组需用线径Dp Dp = 0.55*√Ip电流密度取4.2A/mm221 最大励磁释放圈数Np′ Np′=η*Np*(1-θon) /θon22 磁感应强度增量ΔB ΔB = Vp*θon / (Np*f*Sc)23 剩磁Br Br = 0.1T24 最大磁感应强度Bm Bm = ΔB+Br25标称磁芯材质损耗P Fe(100KHz 100℃ KW/m3)磁芯材质PC30：P Fe = 600磁芯材质PC40：P Fe = 45026 选用磁芯的损耗系数ωω= 1.08* P Fe / (0.22.4*1001.2)1.08为调节系数27 磁芯损耗Pc Pc = ω*Vc*(ΔB/2)2.4*f1.228 气隙导磁截面积Sg 方形中心柱：Sg= [(a+δ′/2)*( b+δ′/2)/(a*b)]*Sc 圆形中心柱：Sg= {π*(d/2+δ′/2)2/[π*(d/2)2]} *Sc29 有效磁芯气隙δ′ δ′=μo*(Np2*Sc/Lp-Sc/AL)1、根据磁路欧姆定律：H*l = I*Np 有空气隙时：Hc*lc + Ho*lo = Ip*Np又有：H = B/μ Ip = Vp*Ton/Lp 代入上式得：ΔB*lc/μc +ΔB*δ/μo = Vp*Ton*Np /Lp 式中：lc为磁路长度，δ为空气隙长度，Np为初级圈数，Lp为初级电感量，ΔB为工作磁感应强度增量；μo为空气中的磁导率，其值为4π×10-7H/m；2、ΔB=Vp*Ton/Np*Sc3、μc为磁芯的磁导率，μc=μe*μo4、μe为闭合磁路（无气隙）的有效磁导率，μe的推导过程如下：由：Hc*lc=Ip*Np Hc=Bc/μc=Bc/μe*μo Ip=Vp*Ton/Lpo 得到：Bc*lc/(μe*μo)=Np*Vp*Ton/Lpo又根据：Bc=Vp*Ton/Np*Sc 代入上式化简 得：μe = Lpo*lc/μo*Np2*Sc5、Lpo为对应Np下闭合磁芯的电感量，其值为：Lpo = AL*Np26、将式步骤5代入4，4代入3，3、2 代入1得：Lp =Np2*Sc/(Sc/AL +δ/μo)30 实际磁芯气隙δ如果δ′/lc≤0.005： δ=δ′如果δ′/lc＞0.03： δ=μo*Np2*Sc/Lp 否则 δ=δ′*Sg/Sc31 穿透直径ΔD ΔD = 132.2/√f32 开关管反压Uceo Uceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′33 输出整流管反压Ud Ud = Vo+√2 *Vinmax*Ns/Np′34 副边续流二极管反压Ud′ Ud′=√2 *Vinmax*Ns/Np二、双端开关电源高频变压器设计步骤：No待求参数项 详细公式1 副边电压Vs 如果为半桥：Vs = Vp*Ns/(2*Np) 否则： Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计
随着 负载上的突然变化 ， 其 １ ５ ． ８ Ｖ的电压可能
突变 ４ — ５ Ｖ， 且 在经 过数 十至 数百 毫秒 后才 能恢 复 。
能保证为 ３ ： １ ， 则在 。 和 之间存在附加 的电流
流动， 从 而在其 输 出产生 很大 的输 出纹波 。 为 了便 于分 析 。 将 图 ２中主 变压 器 的两 个输 出 绕 组用 两 个脉 冲 电压 源所 取 代 ， 则可 简 化如 图 ３所 示 。再将 图 ３电路 归一 化 ， 如 图 ４所 示 。
ＧＥ Ｐｅ ｎ ｇ
中图分类
￣ Ｔ Ｍ４ ６
文 献标 志码 ： Ａ 文章 编号 ： ０ ２ １ ９ — ２ ７ １ ３ （ ２ ０ １ ３ ） １ １ － ０ ０ １ ４ — ０ ５
近年来高频开关 电源在电子产品中得 到广泛
应用 。正激 Ｄ Ｃ ／ Ｄ Ｃ变换 器 以其 输 出纹波 小 、 对 开关
界值 。 即一 直处 于连 续状 态 。从 性 能上讲 ， 过大 限 制 了输 出电流 的 最大 变化 率 ． 而且 带直 流 电流运 行 的大 电感 造价 昂贵 。 在图 １ 所 示 的 电路 中 ， 当 保持 ５ Ｖ不 变 时 ，
（ ６ ）
（ ７ ）
注意 不论 初 级 开 关 管 导 通 还 是截 止 ， 应 保 证 Ｉ ／ 。 总是为 ３ ： １ 。如果 耦合 电感 、 的 匝数 比不
压降， 并假设它们相等 。
该 电路 电感 的最 小 值 一 般 由所 需 维 持最 小 负 载 电流 的要 求决 定 ， 而 电感 中 的电流 又分 连续 和 不 连续 两 种 工作 情 况 。如 果 负 载 电流 ， ０ 逐 步 降 低， 中的波动 电流最 小值 刚好 为 ０时 ， 即定义 为 Ｉ 临 界 情况 。在 控 制环 中 ， 连续 状况 的传 递 函数 有 两个
正激电感的计算以及验算
正激式转换拓扑之 BUCK电感计算相对于线性调整器，BUCK转换器提供了高的多的效率，功率密度大幅提高，现在一些流行的专业BUCK控制IC制作的电源其功率密度甚至可以达到50W/inch^3. 广泛用于板级电源系统。
设计一个性能满足需要的BUCK转换器，首先应保证一个具有合理的参数的储能电感。
从前面的工作原理讨论可见，输出电流在某个特定值（临界电流）之上时，电路工作在电流连续模式，流过功率管的电流为一个有阶梯的斜坡电流，斜坡的中点等于输出电流。
在输出电流从最大值下降到临界电流之前时，功率管导通时间都基本保持不变，并且电感电流的上升斜率也保持不变，但斜坡的高度即斜坡中点会随着输出电流的下降而下降；当输出电流下降到临界电流时，开关电流的前端阶梯将下降到零，这时电路将进入电流不连续模式，输出电压将不在满足 Vo=D*Vin的关系，开关导通时间将迅速降低以保持输出电压稳定。
《功率管电流波形图》临界电流的大小主要取决于储能电感的感量。
通常需要设定一个最小输出电流作为临界电流。
如果设临界电流与输出电流的比值为 K, 则输出储能电感感量 Lp 可由如下公式给出：Lp=(Vin-Vo)*Vo*T/(2*K*Vin*Io)在一般的应用中常选取输出电流的10％作为最小输出电流，这主要是在折衷负载调整率和输出响应的结果，过小的临界电流将导致电感感量较大，输出负载调整率较好，但瞬态响应变差，输出过冲变大；较大的临界电流可有效改善输出过冲和瞬态响应，但需要更大的最低输出电流才能得到较好的输出负载调整率。
另外，一个容易忽略的问题是电感饱和，储能电感工作在一个高直流成分的条件下极易出现饱和现象，电感值下降，甚至失去电感量，设计时应保证在输出少许过载的情况下电感也不会进入饱和状态。
对于待使用的电感可以使用如下参数简单计算一下可能的最大磁通密度，检验是否会出现饱和现象：Bs=(Lp*I_max)/(Ae*Np)其中，Lp是最大开通电流下的电感量(uH), I_max是最大开通电流(A), Ae 是磁心有效截面积(mm^2), Np是电感的绕线匝数(Ts). 磁心所能承受的最大不饱和磁通密度可查阅厂商相关资料。
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计1引言近年来高频开关电源在电子产品中得到广泛应用。
正激式DC/DC变换器以其输出纹波小、对开关管的要求较低等优点而适合于低压、大电流、功率较大的场合。
但正激变换器对输出电感的设计有较高要求，特别在多路输出的情况。
本文分析对比正激变换器多路输出滤波电感采用独立方式和耦合方式的不同特点，讨论了耦合电感的设计方法，给出了一个设计实例，并给出仿真及试验结果。
2正激变换器普通多路输出的分析图1所示为180W正激变换器的变压器及输出部分。
两路输出分别采用无耦合的滤波电感。
其一路输出UO1为：UO1=(Uin1－UV1a)D－UV1b(1－D)=Uin1D－UV1b(1)式（1）中，D为初级开关脉冲的占空比，UV1a、UV1b分别为整流二极管和续流二极管的压降，并假设它们相等。
该电路L的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求决定，而电感L中的电流又分连续和不连续两种工作情况。
如果负载电流IO逐步降低，L中的波动电流最小值刚好为0时，即定义为临界情况。
在控制环中，连续状况的传递函数有两个极点，不连续状况只有一个极点。
因而在临界点上下，传递函数是突变的。
图1电路的Uin1,Uin2绕组通常都为紧耦合状态，而每一路LC滤波器的串联谐振频率不相同，这一情况将使控制环在连续状况时传递函数增加新的极点。
在多路输出时，如果辅助输出电压要保持在一定的稳定范围内，则主输出的电感必须一直超过临界值，即一直处于连续状态。
从性能上讲，L过大限制了输出电流的最大变化率，而且带直流电流运行的大电感造价昂贵。
在图1所示的电路中，当UO1保持5V不变时，随着UO2负载上的突然变化，其15.8V的电压有可能突变4V～5V，且在经过数十至数百毫秒后才能恢复。
图1独立滤波电感两路输出正激变换器图2耦合滤波电感的两路输出正激变换器图3图4 图3电路的归一化电路图5 图4电路的重新排列为了简化设计，通常都使电感电流工作于连续状态。
正激输出电感设计(内容清晰)
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计1引言近年来高频开关电源在电子产品中得到广泛应用。
正激式DC/DC变换器以其输出纹波小、对开关管的要求较低等优点而适合于低压、大电流、功率较大的场合。
但正激变换器对输出电感的设计有较高要求，特别在多路输出的情况。
本文分析对比正激变换器多路输出滤波电感采用独立方式和耦合方式的不同特点，讨论了耦合电感的设计方法，给出了一个设计实例，并给出仿真及试验结果。
2正激变换器普通多路输出的分析图1所示为180W正激变换器的变压器及输出部分。
两路输出分别采用无耦合的滤波电感。
其一路输出UO1为：UO1=(Uin1－UV1a)D－UV1b(1－D)=Uin1D－UV1b(1) 式（1）中，D为初级开关脉冲的占空比，UV1a、UV1b分别为整流二极管和续流二极管的压降，并假设它们相等。
该电路L的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求决定，而电感L中的电流又分连续和不连续两种工作情况。
如果负载电流IO逐步降低，L中的波动电流最小值刚好为0时，即定义为临界情况。
在控制环中，连续状况的传递函数有两个极点，不连续状况只有一个极点。
因而在临界点上下，传递函数是突变的。
图1电路的Uin1,Uin2绕组通常都为紧耦合状态，而每一路LC滤波器的串联谐振频率不相同，这一情况将使控制环在连续状况时传递函数增加新的极点。
在多路输出时，如果辅助输出电压要保持在一定的稳定范围内，则主输出的电感必须一直超过临界值，即一直处于连续状态。
从性能上讲，L过大限制了输出电流的最大变化率，而且带直流电流运行的大电感造价昂贵。
在图1所示的电路中，当UO1保持5V不变时，随着UO2负载上的突然变化，其15.8 V的电压有可能突变4V～5V，且在经过数十至数百毫秒后才能恢复。
图1独立滤波电感两路输出正激变换器图2耦合滤波电感的两路输出正激变换器图3图4 图3电路的归一化电路图5 图4电路的重新排列为了简化设计，通常都使电感电流工作于连续状态。
正激变换器变压器以及输出电感的简单计算
正激变换器变压器以及输出电感的简单计算变压器是正激变换器的核心部件之一，主要用于将输入的交流电源变换为需要的电压。
变压器由磁性铁芯和两个或多个线圈组成。
其中一个线圈称为初级线圈，另一个或多个线圈称为次级线圈。
变压器通过电感耦合原理将输入电源的能量传输到输出电路。
变压器中的磁性铁芯能够集中磁力线，从而实现高效的能量传输。
在正激变换器中，变压器的运作是一个周期性的过程。
每个周期，输入交流电源施加在变压器的初级线圈上，进而在次级线圈中产生电压。
这种电压随后被整流电路整流为直流电压，供应给整个正激变换器的输出电路。
变压器的变比可以通过比较输入电压和输出电压的比值来计算。
输出电感是正激变换器的另一个重要组成部分。
它位于输出电路中，用于稳定输出电压。
输出电感由线圈和磁性铁芯组成。
当负载电流发生变化时，输出电感能够通过储存和释放能量来保持输出电压的稳定性。
输出电感的大小和特性取决于输出电流的需求以及系统的稳定性要求。
正激变换器的计算主要涉及到变压器和输出电感的选取和设计。
在计算变压器时，首先需要确定所需的输入电压和输出电压。
根据输入电压和输出电压的比值，可以计算出变压器的变比。
变压器的变比与输入输出电压的比值成正比，即变压比等于输出电压除以输入电压。
在计算输出电感时，需要考虑输出电流的需求和系统的稳定性要求。
输出电感的大小和选取取决于输出电流的变化范围和要求的稳压性。
通常，输出电感越大，输出电流的稳定性越好。
输出电感的选取需要计算输出电感所能提供的能量储存量，以满足系统的需求。
总结来说，正激变换器变压器和输出电感的计算是设计正激变换器的重要环节。
正确选择和设计这两个部件能够确保正激变换器系统的性能和稳定性。
计算包括确定输入电压和输出电压，计算变压器的变比以及计算输出电感的大小和能量储存量。
正激式开关电源的设计 (2)
7-3 正激式开关电源的设计中山市技师学院 葛中海由于反激式开关电源中的开关变压器起到储能电感的作用，因此反激式开关变压器类似于电感的设计，但需注意避免磁饱和的问题。
反激式在20～100W 的小功率开关电源方面比较有优势，因其电路简单，操纵也比较容易。
而正激式开关电源中的高频变压器只起到传输能量的作用，其开关变压器可按正常的变压器设计方式，但需考虑磁复位、同步整流等问题。
正激式适合50～250W 之低压、大电流的开关电源。
这是二者的重要区别！7.3.1 技术指标正激式开关电源的技术指标见表7-7所示。
表7-7 正激式开关电源的技术指标7.3.2 工作频率的确信工作频率对电源体积和特性阻碍专门大，必需专门好选择。
工作频率高时，开关变压器和输出滤波器可小型化，过渡响应速度快。
但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成操纵器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。
那个地址大体工作频率0f 选200kHz ，那么301020011⨯==f T =5μs式中，T 为周期，0f 为大体工作频率。
7.3.3 最大导通时刻的确信关于正向鼓励开关电源，D 选为40%～45%较为适宜。
最大导通时刻max ON t 为max ON t =T ⨯max D （7-24）max D 是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件、输出二极管的耐压与输出维持时刻、变压器和和输出滤波器的大小、转换效率等都有专门大阻碍。
此处，选max D =45%。
由式（7-24），那么有max ON t =5μs ⨯0.45=2.25μs正向鼓励开关电源的大体电路结构如图7-25所示。
图7-25 正向鼓励开关电源的大体电路结构7.3.4 变压器匝比的计算1．次级输出电压的计算如图7-26所示，次级电压2V 与电压O V +F V +L V 的关系能够如此明白得：正脉冲电压2V 与ON t 包围的矩形“等积变形”为整个周期T 的矩形，那么矩形的“纵向的高”确实是O V +F V +L V ，即()ONF L O t T V V V V ⨯++=2 （7-25） 式中，F V 是输出二极管的导通压降，L V 是包括输出扼流圈2L 的次级绕组接线压降。
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图1独立滤波电感两路输出正激变换器
为了简化设计，通常都使电感电流工作于连续状态。当负载电流变化较大时，甚至在出 现负载电流为零的场合下为使电路仍可以正常工作，则可在每路输出接入一固定负载。
3多路输出正激变换器耦合滤波电感的分析
对照图1和图2电路，图2电路的L1、L2为绕在同一磁芯上的电感，且匝数比与Uin1、
L12'，并假设UV1、UV2为0。在图8中，互感Lm和C2'组成主LC滤波器，而由L11和C1组成附加的LC滤波器。而如果附加的L11、C1滤波器的Q值大于1，控制环可能产 生不稳定。特别是如果选定15V输出（U02）作反馈环，虽然15V输出控制稳定，5V输出
（U01）有可能在L11－C1的谐振频率上产生自激。 所以应使L11、C1滤波器Q值小于1。
Uin2的匝数比相同，同名端如图所示。
设：UV1a=UV1b=UV1=0.6V4UO1=5V n=N2/N1=3:1
则有：Ui n仁(UO1+UV1)/D=5.6V/0.4
=14Vpp(2)
Uin2=Uin1•n=14x3=42Vpp(3)
UO2=Uin2•D—UV2=42x0.4—1.0=15.8V
在初级开关管导通时
UL1=Ui n1—UV1—UO1=14—0.6—5=8.4 V(4)
UL2=Ui n2—UV2—UO2=42—1.0—15.8=25.2V(5)
在初级开关管截止时
UL1=—UD1—UV1=—0.6—5=—5.6V(6)
UL2=—UD2—UV2=—1.0—15.8=—16.8V(7)
图5中的L1和L2'在同一个磁芯上有相同的归一化匝数，因此它有相同的归一化互感值及
相同的感应电压/匝数比。因此L1和L2'可合成一个互感Lm，如图6所示。
图9电感无耦合和有耦合的两路输出结果的仿真对比
由于电感的耦合不是百分之百，总存在漏感及外部电路的引线电感。这种影响可用
和L12'表示。实际上Lm比L11或L12'大得多。即使在开关频率上，Lm的阻抗值比输
管的压降，并假设它们相等。
该电路L的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求决定，而电感L中的电流又分连
续和不连续两种工作情况。如果负载电流10逐步降低，L中的波动电流最小值刚好为0时，
即定义为临界情况。在控制环中，连续状况的传递函数有两个极点，不连续状况只有一个极 点。因而在临界点上下，传递函数是突变的。图1电路的Uin 1,Uin2绕组通常都为紧耦合状
出电容（包括ESR）的阻抗值也大得多。所以，归一化纹波电流总的大小由Lm决定。而进
入各路输出的纹波电流则由L11和L12'决定。换言之，归一化纹波电流可以不同的比例分
别流入不同的输出，甚至可以一路的归一化纹波电流为0，这完全取决于图6电路中L11和L12'的值。
如果希望纹波电流大部分流入高压输出U02'这一路，则要求L12'比L11小得多。归
了耦合电感的设计方法，给出了一个设计实例，并给出仿真及试验结果。
2正激变换器普通多路输出的分析
图1所示为180W正激变换器的变压器及输出部分。两路输出分别采用无耦合的滤波电
感。其一路输出U01为：U0仁(Uin1—UV1a)D—UV1b(1—D)=Uin1D—UV1b(1)
式(1)中，D为初级开关脉冲的占空比，UV1a、UV1b分别为整流二极管和续流二极
如果选定5V（U01）作反馈环，则电路为两级LC电路控制，有可能产生180°的相移。由 于Lm较大，采用电流控制方式时，将使第一节LC电路远离90°的相移，对系统的稳定性 十分有利。
4仿真结果
对无耦合和有耦合电感的两路输出正激变换器的仿真电路分别按图1、图2进行。
为便于观察，设U01为5V、10A,U02也为5V、10A，主控网络为U01,开关频率f =100kHz,L1=L2=10mH,有耦时，耦合系数为0.95,电感量L11=0.5卩H,且位于U01输出，C1=C2=3000卩F,ESR1=ESR2=0.1Q
态，而每一路LC滤波器的串联谐振频率不相同，这一情况将使控制环在连续状况时传递函 数增加新的极点。
在多路输出时，如果辅助输出电压要保持在一定的稳定范围内，则主输出的电感必须一 直超过临界值，即一直处于连续状态。从性能上讲，L过大限制了输出电流的最大变化率，
而且带直流电流运行的大电感造价昂贵。
在图1所示的电路中，当U01保持5V不变时，随着U02负载上的突然变化，其15.8
图4电路中，N2'=N2/n=N1
Uin2'=Uin2/n=Uin1
UV2'=UV2/n=1/3=0.33V
UO2'=UO2/n=15.8/3=5.27V
IO2'=IO2•n=5x3=15A
L2'=L2/n2
C2'=C2•n2
ERS2'=ERS2/n2
图2至图5的归一化简化分析适用于独立电感和耦合电感的情况。对于耦合电感电路，
注意：不论初级开关管导通还是截止，应保证UL2/UL1总是为3:1。如果耦合电感L2、
L1的匝数比不能保证为3:1，则在UO1和UO2之间存在附加的电流流动，从而在其输出 产生很大的输出纹波。〔3〕
为了便于分析，将图2中主变压器的两个输出绕组用两个脉冲电压源所取代，则可简化 如图3所示。再将图3电路归一化，如图4所示。
一化电路如图7所示。对耦合电感进行特殊的工艺设计，就可以达到以上的目的。为了使低 压输出U01的漏感较大，可使U01的滤波绕组位于电感的内层，而U02的绕组位于外层， 就可达到以上的目的。对于EE型铁氧体磁芯，漏感量通常小于互感量的10％，如果两个绕
组双线并绕，该值约为2％。
图8为图7电路的归一化小信号模型。由于L12'较L11小得多，为简化分析，可忽略
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计
1引言
近年来高频开关电源在电子产品中得到广泛应用。正激式DC/DC变换器以其输出纹波
小、对开关管的要求较低等优点而适合于低压、大电流、功率较大的场合。但正激变换器对 输出电感的设计有较高要求，特别在多路输出的情况。
本文分析对比正激变换器多路输出滤波电感采用独立方式和耦合方式的不同特点，讨论