双向DCDC变换器
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2 系统理论分析与计算
2.1 电路设计的分析
本文设计并制作了一个用于电池储能装置的双向 DC-DC 变换器，实现电池的 充放电功能。单向 buck 转换器直流输入电压为 24~36V，电流为 1~2A；单向 boost 转换器直流输出电压为 30V。该电路包括主电路、控制电路、测量电路和保护电 路四部分。由 IR2110 控制开关管导通关断，控制电路和测量电路包括电流电压 采样电路和单片机测量控制电路，保护电路是 16850 锂电池的过充保护。 2.1.1 Buck-boost 变换电路的分析
图 2.3 INA270 典型应用电路
2.2 主回路器件的选择及参数计算
经过对 Buck 电路需求以及对 Boost 电路需求的计算，最终主电路采用专用 MOS 管驱动器 IR2110 和 N 沟道 MOS 管 CSD19536KCS，具有频率高，效率高，控制 简单，承受电压电流较大等特点，是理想的半桥驱动电路。
30
1.3 1.5
1.8
2.0
2、充电电流变化率测试
实际值(A) 0.999 1.099 1.299 1.499 1.798 1.998
显示值(A) 0.999 1.098 1.298 1.498 1.797 1.999
Байду номын сангаас
(%) 0.1% 0.09% 0.08% 0.07% 0.11% 0.1%
U2(V)
2、测试仪器 (1)示波器：Tektronix/TDS2012/100MHz/1 GS/S (2)万用表：LINI-T UT805A、Honeytek DT9802 (3)可调稳压电源：DF1731SC2A
六、作品成效总结分析
1、可控恒流充电测试
(V)
充电电流
电流控制精度
7
设定值(A)
1.0
1.1
在负载与地之间串一个小阻值的采样电阻，串联电路中流过负载和取样电阻 的电流大小相等，通过采样电阻的电压计算出负载电流。但分压阻值太大影响输
1
出功率、测量时需要高精度的 AD 才能得到高精度电流。在测量过程中发现，从 负载输出端接电阻线上有很小的电阻，都会影响到电压的精度。 方案二：采用高端双向电流并联监测芯片 INA270
采用双向全桥 DC/DC 变换器，该变换器隔离变压器两侧均为全桥结构：高压 侧为电压型全桥结构；低压侧为电流型全桥结构。但此方案需要的功率元件比较 多。在导通的回路上至少有两个管压降，因此效率有所降低，由于变压器两侧均 有四个开关管，损耗也略有增加。 方案三：以同步整流为核心构成双向 DC/DC 变换器
4
足要求。
3 电路与程序设计
3.1 电路的设计
3.1.1 系统总体框图 系统总体框图如图 3.1 所示，直流稳压源经过负载电阻与双向 DC/DC 变换
器连接后，再与电池组连接；同时对负载电路、电池组电路进行电流电压检测， 检测信号送入 MSP430 单片机对其进行分析处理，产生 PWM 波控制双向 DC/DC 变换器的状态，外接 LCD 液晶屏显示电流和 4*4 键盘进行控制，从而实现对电 池组充放电以及保护的功能。整个模块由直流稳压电源经辅助电源供电。
3
图 2.4 半桥驱动电路
自举二极管（VD1）和电容（C1）是 IR2110 在 PWM 应用时需要严格挑选和设 计的元器件，应根据一定的规则进行计算分析。在电路实验时进行一些调整，使 电路工作在最佳状态。经理论及实验分析后，我们采用 0.1uF 的 CBB 电容和快速 恢复二极管 FR107。
2.2.2 双向 DC/DC 电路参数计算 （1）输入输出电容的选择
五、测试工作环境条件
1、测试方案
（1）电流变化率的测试方法：设 U2=36V 时，充电电流值为 I11；U2=30V
时，充电电流值为
I1
；U2=24V
时，充电电流值为 I12
，则 SI1
|
I11 I12 I1
| 100%
。
（2）DC-DC
变换器效率：1
|
P1 P2
| 100%
，2
|
P2 P1
| 100%
一般来说，Buck 和 Boost 电路均可以实现单向供电功能。由于两种电路在 拓扑结构上互为对偶，如果采用同步整流技术，将续流二极管替换为 MOS 管，那 么两种电路就是同一套电路在不同方向上的实现。给予两个 MOS 管互补的开关信 号，由于导通的 MOS 管不存在极性，电路不存在电流断续状态，电感中的电流可 以实现反向，电路依据 V1、V2 以及开关信号占空比的关系自动工作在 Buck 或 Boost 状态，从而实现变换器的双向控制。
36 30 24
3、充电效率测试
U1(V) 23.3
I1(A) 2
4、过充保护测试
I1(A) 2
5、放电效率测试
U1(V) 17.13
I1(A) 1.71
6、稳压输出测试
在输入电压为 30V 时，BUCK 输入电流为 2A 的测试条件下，假设此时最小的 输出充电电压为 18V，则输出功率为 36W，若要使效率达到 90%以上，那么允许 损耗的功率为 4W。
（1） 开关管的损耗 开关管的功率损耗（包括开关损耗与导通损耗）直接与开关频率有关，本设 计选用的 moesfet 内阻为 2.3m 欧，经估算其损耗为 2*0.2W=0.4W。 （2） 电感储能损耗：储能电感损耗公式,其功率约为 1.5W。 (3) 其他损耗：估算为 1W。 经过计算可得到系统的功率损耗约为 2.9W,即使在最糟糕的情况下，效率也能满
由于本电路输入输出端对偶，因此需要在输入输出端均接入滤波电容，电容 需要滤掉主要的开关纹波，选择电容 C 足够大，这里选用 4700uf 铝电解电容， 为减小电容的 ESR，在 U1、U2 端滤波电容并联 ESR 小的高频电解电容。 （2）升降压电感的选择
由于双向 DC/DC 电路采用无极性 mosfet 导通，并用 mosfet 代替传统的续流 二极管，电感不存在断续模式，因此电感按以下公式计算：
德州仪器推出的电压输出、高端电流检测监控器——INA270 具有-16V 至 +80V 的宽泛共模输入范围，能够解决高共模电压下小分路压降的测量难题，还 能通过介于两级之间的滤波器网络保护缓冲电压输出端。应用电路设计中非常方 便，减少了应用电路设计的复杂性且提高了电路的可靠性和稳定性。 综合以上两种方案，选择方案二。
压，确保电路的正常稳定工作。本设计采用芯片 LM2596 实现。
图 3.4 辅助电源电路原理图
3.2 程序的设计
3.2.1 程序功能描述与设计思路 1、程序功能描述 根据题目要求软件部分主要实现电路的控制和显示功能。 1）键盘实现功能：控制电路关断和电流步进值。 2）显示部分：显示电流值。
6
3.2.2 程序流程图
图 3.5 程序流程图
四 发挥功能
本设计还具有 SOC 测量显示功能，其全称是 State of Charge，即荷电状态， 代表的是电池使用一段时间或长期搁置不用后的剩余容量与其完全充电状态的 容量的比值，本设计通过简单拟合充电电流电压关系、BP 神经网络控制，对电 池 SOC 进行了测量，并在屏幕上显示。
采用分立元件构成 DC/DC 双向变换器，与传统的采用双-单向 DC/DC 变换器 来达到能量双向传输的方案相比，双向 DC/DC 变换器应用一个变换器来控制能量 的双向传输，具有高效率、体积小、动态性能好和成本低等优势。 综合以上三种方案，选择方案三。
1.2 测控电路的论证与选择
测控电路主要由电流检测和电压检测模块进行测量，由 MCU 进行控制。本 设计采用 MSP430 单片机进行控制，电阻分压进行电压采样，下面对电流检测模 块进行论证与选择。 方案一：低端电阻分压测量电流
2.2.1 IR2110 半桥驱动电路参数计算 基于对 IR2110 全桥电路的分析，IR2110 用于驱动半桥的电路如图 2.4 所示。
图中 C1、VD1 分别为自举电容和二极管，C2 为 VCC 的滤波电容。假定在 S1 关断 期间 C1 已充到足够的电压（VC1≈VCC）。当 HIN 为高电平时 VM1 开通，VM2 关 断，VC1 加到 S1 的门极和发射极之间，C1 通过 VM1，Rg1 和 S1 门极栅极电容 Cgc1 放电，Cgc1 被充电。此时 VC1 可等效为一个电压源。当 HIN 为低电平时，VM2 开通，VM1 断开，S1 栅电荷经 Rg1、VM2 迅速释放，S1 关断。经短暂的死区时间 （td）之后，LIN 为高电平，S2 开通，VCC 经 VD1，S2 给 C1 充电，迅速为 C1 补 充能量。如此循环反复。
图 2.1 单相 DC/DC 变换器原理图
图 2.2 双向 Buck-Boost DC/DC 变换器 2
2.1.3 电流采样电路的分析 本次选用 INA270，IN+与 IN-之间的电压 VRS 和输出电压 Uo 之间的关系是
Uo=K*VRS,经过实验发现 K 大概在 20.5 左右。计算电流的公式如下： I=Uo/k/Rs
题目: 双向 DC-DC 变换器
双向 DC-DC 变换器 （A 题）
摘要：本系统以同步整流电路为核心构成双向 DC/DC 变换器，该变换器依据 Buck 和 Boost 电路在拓扑互为对偶，实现电能的双向传输，同时采用同步整流技术， 使得电路可以在两种工作状态下实现自适应换流。本系统采用 msp430 单片机产 生 PWM 信号，IR2110 作为 MOS 管栅极驱动器，进行闭环数字 PI 控制，从而实现 对电路的恒流、恒压控制。测试结果表明：当变换器在充电模式下，输入电压和 充电电流在较宽范围内变化时，变换器具有良好的电流调整率和优异的电流控制 精度，电流步进实现 10mA 可调；在放电模式下，电路具有良好的电压调整率。 同时，系统还实现了充电电流的测量与显示，测量精度达到 1mA。同时，变换器 实现了非常高效的电能转换，充电模式下效率达到 94%，放电模式下效率达到 97%。 此外，本设计可实时监测蓄电池荷电状态(SOC)并进行显示。 关键词：双向 DC/DC 变换器 同步整流 PI 控制 IR2110 SOC
1 系统方案
本系统主要由双向 DC-DC 变换电路、测控电路模块、辅助电源模块，下面 分别论证这几个模块的选择。
1.1 DC/DC 变换电路的论证与选择
方案一：双-单向 DC/DC 变换器 采用两路 DC/DC 电源模块，一路单向 buck 在电池充电模式时使能，一路单
向 boost 在电池放电模式时使能，两路模块可采用单片机控制继电器进行切换。 此方案电路冗余，两路模块切换控制较为麻烦。 方案二：带隔离变压器的双向全桥 DC/DC 变换器
图 3.1 系统总体框图
3.1.2 主电路原理图 主电路由 buck-boost 基本电路组成，其原理图如下：
图 3.2 主电路原理图 5
3.1.3 控制电路原理图 主电路主要由 IR2110 进行控制，其电路原理图如下：
图 3.3 控制电路原理图
3.1.4 辅助电源 电源由变压部分、滤波部分、稳压部分组成。为整个系统提供 5V 和 12V 电
微控制器通过 AD 转换可得到 Uo 的值，固定系数 K 可以从实验中得到，Uo/k 便得出检测电阻 RS 两端的电压。而 RS 在一个已经做好的电路里是固定的，可以 通过实验得出 RS 的阻值，用 RS 两端的电压除以 RS 的阻值便可得到流经 RS 电流。 因为 INA270 的输入阻抗很大而 RS 的阻值很小，RS 和负载便是串联关系，所以流 经 RS 电流也就是负载上的电流。因此只要得出 Uo 的值便可计算出对应的负载电 流 I,并且两者成线性关系。令 Ks=K*Rs,那么 I 便等于 Uo/Ks,而一个电路 Ks 是 确定的已知的。所以微控制器只要用 AD 测出 Uo 再除以一个 Ks 便是所测负载的 电流了。
L max[ UiD(1 D)] 38*0.5*0.5 95uH ，取为 220uH
fs Imax
50k *2
2.2.3 INA270 电流采样电路参数计算 对于 INA270，当选取的 RS 能提供电压范围为 50mV~100mV 时就获得了最好
的性能。因此选取 50m 欧的采样电阻。供电旁路电容是为了让电源纹波更小，采 用最小的旁路电容 0.01μ F 和 0.1μ F 放置在靠近输出引脚处。 2.2.4 系统效率计算
2.1 电路设计的分析
本文设计并制作了一个用于电池储能装置的双向 DC-DC 变换器，实现电池的 充放电功能。单向 buck 转换器直流输入电压为 24~36V，电流为 1~2A；单向 boost 转换器直流输出电压为 30V。该电路包括主电路、控制电路、测量电路和保护电 路四部分。由 IR2110 控制开关管导通关断，控制电路和测量电路包括电流电压 采样电路和单片机测量控制电路，保护电路是 16850 锂电池的过充保护。 2.1.1 Buck-boost 变换电路的分析
图 2.3 INA270 典型应用电路
2.2 主回路器件的选择及参数计算
经过对 Buck 电路需求以及对 Boost 电路需求的计算，最终主电路采用专用 MOS 管驱动器 IR2110 和 N 沟道 MOS 管 CSD19536KCS，具有频率高，效率高，控制 简单，承受电压电流较大等特点，是理想的半桥驱动电路。
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1.3 1.5
1.8
2.0
2、充电电流变化率测试
实际值(A) 0.999 1.099 1.299 1.499 1.798 1.998
显示值(A) 0.999 1.098 1.298 1.498 1.797 1.999
Байду номын сангаас
(%) 0.1% 0.09% 0.08% 0.07% 0.11% 0.1%
U2(V)
2、测试仪器 (1)示波器：Tektronix/TDS2012/100MHz/1 GS/S (2)万用表：LINI-T UT805A、Honeytek DT9802 (3)可调稳压电源：DF1731SC2A
六、作品成效总结分析
1、可控恒流充电测试
(V)
充电电流
电流控制精度
7
设定值(A)
1.0
1.1
在负载与地之间串一个小阻值的采样电阻，串联电路中流过负载和取样电阻 的电流大小相等，通过采样电阻的电压计算出负载电流。但分压阻值太大影响输
1
出功率、测量时需要高精度的 AD 才能得到高精度电流。在测量过程中发现，从 负载输出端接电阻线上有很小的电阻，都会影响到电压的精度。 方案二：采用高端双向电流并联监测芯片 INA270
采用双向全桥 DC/DC 变换器，该变换器隔离变压器两侧均为全桥结构：高压 侧为电压型全桥结构；低压侧为电流型全桥结构。但此方案需要的功率元件比较 多。在导通的回路上至少有两个管压降，因此效率有所降低，由于变压器两侧均 有四个开关管，损耗也略有增加。 方案三：以同步整流为核心构成双向 DC/DC 变换器
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足要求。
3 电路与程序设计
3.1 电路的设计
3.1.1 系统总体框图 系统总体框图如图 3.1 所示，直流稳压源经过负载电阻与双向 DC/DC 变换
器连接后，再与电池组连接；同时对负载电路、电池组电路进行电流电压检测， 检测信号送入 MSP430 单片机对其进行分析处理，产生 PWM 波控制双向 DC/DC 变换器的状态，外接 LCD 液晶屏显示电流和 4*4 键盘进行控制，从而实现对电 池组充放电以及保护的功能。整个模块由直流稳压电源经辅助电源供电。
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图 2.4 半桥驱动电路
自举二极管（VD1）和电容（C1）是 IR2110 在 PWM 应用时需要严格挑选和设 计的元器件，应根据一定的规则进行计算分析。在电路实验时进行一些调整，使 电路工作在最佳状态。经理论及实验分析后，我们采用 0.1uF 的 CBB 电容和快速 恢复二极管 FR107。
2.2.2 双向 DC/DC 电路参数计算 （1）输入输出电容的选择
五、测试工作环境条件
1、测试方案
（1）电流变化率的测试方法：设 U2=36V 时，充电电流值为 I11；U2=30V
时，充电电流值为
I1
；U2=24V
时，充电电流值为 I12
，则 SI1
|
I11 I12 I1
| 100%
。
（2）DC-DC
变换器效率：1
|
P1 P2
| 100%
，2
|
P2 P1
| 100%
一般来说，Buck 和 Boost 电路均可以实现单向供电功能。由于两种电路在 拓扑结构上互为对偶，如果采用同步整流技术，将续流二极管替换为 MOS 管，那 么两种电路就是同一套电路在不同方向上的实现。给予两个 MOS 管互补的开关信 号，由于导通的 MOS 管不存在极性，电路不存在电流断续状态，电感中的电流可 以实现反向，电路依据 V1、V2 以及开关信号占空比的关系自动工作在 Buck 或 Boost 状态，从而实现变换器的双向控制。
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3、充电效率测试
U1(V) 23.3
I1(A) 2
4、过充保护测试
I1(A) 2
5、放电效率测试
U1(V) 17.13
I1(A) 1.71
6、稳压输出测试
在输入电压为 30V 时，BUCK 输入电流为 2A 的测试条件下，假设此时最小的 输出充电电压为 18V，则输出功率为 36W，若要使效率达到 90%以上，那么允许 损耗的功率为 4W。
（1） 开关管的损耗 开关管的功率损耗（包括开关损耗与导通损耗）直接与开关频率有关，本设 计选用的 moesfet 内阻为 2.3m 欧，经估算其损耗为 2*0.2W=0.4W。 （2） 电感储能损耗：储能电感损耗公式,其功率约为 1.5W。 (3) 其他损耗：估算为 1W。 经过计算可得到系统的功率损耗约为 2.9W,即使在最糟糕的情况下，效率也能满
由于本电路输入输出端对偶，因此需要在输入输出端均接入滤波电容，电容 需要滤掉主要的开关纹波，选择电容 C 足够大，这里选用 4700uf 铝电解电容， 为减小电容的 ESR，在 U1、U2 端滤波电容并联 ESR 小的高频电解电容。 （2）升降压电感的选择
由于双向 DC/DC 电路采用无极性 mosfet 导通，并用 mosfet 代替传统的续流 二极管，电感不存在断续模式，因此电感按以下公式计算：
德州仪器推出的电压输出、高端电流检测监控器——INA270 具有-16V 至 +80V 的宽泛共模输入范围，能够解决高共模电压下小分路压降的测量难题，还 能通过介于两级之间的滤波器网络保护缓冲电压输出端。应用电路设计中非常方 便，减少了应用电路设计的复杂性且提高了电路的可靠性和稳定性。 综合以上两种方案，选择方案二。
压，确保电路的正常稳定工作。本设计采用芯片 LM2596 实现。
图 3.4 辅助电源电路原理图
3.2 程序的设计
3.2.1 程序功能描述与设计思路 1、程序功能描述 根据题目要求软件部分主要实现电路的控制和显示功能。 1）键盘实现功能：控制电路关断和电流步进值。 2）显示部分：显示电流值。
6
3.2.2 程序流程图
图 3.5 程序流程图
四 发挥功能
本设计还具有 SOC 测量显示功能，其全称是 State of Charge，即荷电状态， 代表的是电池使用一段时间或长期搁置不用后的剩余容量与其完全充电状态的 容量的比值，本设计通过简单拟合充电电流电压关系、BP 神经网络控制，对电 池 SOC 进行了测量，并在屏幕上显示。
采用分立元件构成 DC/DC 双向变换器，与传统的采用双-单向 DC/DC 变换器 来达到能量双向传输的方案相比，双向 DC/DC 变换器应用一个变换器来控制能量 的双向传输，具有高效率、体积小、动态性能好和成本低等优势。 综合以上三种方案，选择方案三。
1.2 测控电路的论证与选择
测控电路主要由电流检测和电压检测模块进行测量，由 MCU 进行控制。本 设计采用 MSP430 单片机进行控制，电阻分压进行电压采样，下面对电流检测模 块进行论证与选择。 方案一：低端电阻分压测量电流
2.2.1 IR2110 半桥驱动电路参数计算 基于对 IR2110 全桥电路的分析，IR2110 用于驱动半桥的电路如图 2.4 所示。
图中 C1、VD1 分别为自举电容和二极管，C2 为 VCC 的滤波电容。假定在 S1 关断 期间 C1 已充到足够的电压（VC1≈VCC）。当 HIN 为高电平时 VM1 开通，VM2 关 断，VC1 加到 S1 的门极和发射极之间，C1 通过 VM1，Rg1 和 S1 门极栅极电容 Cgc1 放电，Cgc1 被充电。此时 VC1 可等效为一个电压源。当 HIN 为低电平时，VM2 开通，VM1 断开，S1 栅电荷经 Rg1、VM2 迅速释放，S1 关断。经短暂的死区时间 （td）之后，LIN 为高电平，S2 开通，VCC 经 VD1，S2 给 C1 充电，迅速为 C1 补 充能量。如此循环反复。
图 2.1 单相 DC/DC 变换器原理图
图 2.2 双向 Buck-Boost DC/DC 变换器 2
2.1.3 电流采样电路的分析 本次选用 INA270，IN+与 IN-之间的电压 VRS 和输出电压 Uo 之间的关系是
Uo=K*VRS,经过实验发现 K 大概在 20.5 左右。计算电流的公式如下： I=Uo/k/Rs
题目: 双向 DC-DC 变换器
双向 DC-DC 变换器 （A 题）
摘要：本系统以同步整流电路为核心构成双向 DC/DC 变换器，该变换器依据 Buck 和 Boost 电路在拓扑互为对偶，实现电能的双向传输，同时采用同步整流技术， 使得电路可以在两种工作状态下实现自适应换流。本系统采用 msp430 单片机产 生 PWM 信号，IR2110 作为 MOS 管栅极驱动器，进行闭环数字 PI 控制，从而实现 对电路的恒流、恒压控制。测试结果表明：当变换器在充电模式下，输入电压和 充电电流在较宽范围内变化时，变换器具有良好的电流调整率和优异的电流控制 精度，电流步进实现 10mA 可调；在放电模式下，电路具有良好的电压调整率。 同时，系统还实现了充电电流的测量与显示，测量精度达到 1mA。同时，变换器 实现了非常高效的电能转换，充电模式下效率达到 94%，放电模式下效率达到 97%。 此外，本设计可实时监测蓄电池荷电状态(SOC)并进行显示。 关键词：双向 DC/DC 变换器 同步整流 PI 控制 IR2110 SOC
1 系统方案
本系统主要由双向 DC-DC 变换电路、测控电路模块、辅助电源模块，下面 分别论证这几个模块的选择。
1.1 DC/DC 变换电路的论证与选择
方案一：双-单向 DC/DC 变换器 采用两路 DC/DC 电源模块，一路单向 buck 在电池充电模式时使能，一路单
向 boost 在电池放电模式时使能，两路模块可采用单片机控制继电器进行切换。 此方案电路冗余，两路模块切换控制较为麻烦。 方案二：带隔离变压器的双向全桥 DC/DC 变换器
图 3.1 系统总体框图
3.1.2 主电路原理图 主电路由 buck-boost 基本电路组成，其原理图如下：
图 3.2 主电路原理图 5
3.1.3 控制电路原理图 主电路主要由 IR2110 进行控制，其电路原理图如下：
图 3.3 控制电路原理图
3.1.4 辅助电源 电源由变压部分、滤波部分、稳压部分组成。为整个系统提供 5V 和 12V 电
微控制器通过 AD 转换可得到 Uo 的值，固定系数 K 可以从实验中得到，Uo/k 便得出检测电阻 RS 两端的电压。而 RS 在一个已经做好的电路里是固定的，可以 通过实验得出 RS 的阻值，用 RS 两端的电压除以 RS 的阻值便可得到流经 RS 电流。 因为 INA270 的输入阻抗很大而 RS 的阻值很小，RS 和负载便是串联关系，所以流 经 RS 电流也就是负载上的电流。因此只要得出 Uo 的值便可计算出对应的负载电 流 I,并且两者成线性关系。令 Ks=K*Rs,那么 I 便等于 Uo/Ks,而一个电路 Ks 是 确定的已知的。所以微控制器只要用 AD 测出 Uo 再除以一个 Ks 便是所测负载的 电流了。
L max[ UiD(1 D)] 38*0.5*0.5 95uH ，取为 220uH
fs Imax
50k *2
2.2.3 INA270 电流采样电路参数计算 对于 INA270，当选取的 RS 能提供电压范围为 50mV~100mV 时就获得了最好
的性能。因此选取 50m 欧的采样电阻。供电旁路电容是为了让电源纹波更小，采 用最小的旁路电容 0.01μ F 和 0.1μ F 放置在靠近输出引脚处。 2.2.4 系统效率计算