L4981A 1[1].5kW原理图
基于L4981A的平均电流控制单相Boost PFC设计
２ｚＡ２Ｖ，．（ｒｍｓ）
（２）
其 中， ，为 电感 电流 的纹波系数 ，通 常取 １０％～３０％
较为合适 ，这里取Ｋ△，，＝２５％；九为高频 电压纹波 系数
（△ ） ，取 ％。计算得Ｃｉ ＝１．４３ ｇＦ，此处选取３ 个０．６８￣ｔＦ／２５０ Ｖ的电容并联。
电感 Ｌ、 芙管Ｑ、 中』王竹Ｄ、输ｆｎ滤波电 Ｃ。以及负
裁 Ｒ 、
工 Ｌ
Ｄ
２ ＝ｃ －－
＿＿
一
ｊ
２．２ 变 换 器 工 作 原 理
·Ｉ１人功 率 的ＢＯ０ｓｔ ＰＦＣ 工 作于 ｃｃＭ懊代 、此 时 的 Ｂｏ０ｓｔ变换 ｔ要 ２，＼Ｉ 馍态：升 天导通幞态及扦天 天 念
输入 功率 因数 ：ＰＦ＞Ｏ．９９；
输入 电流总谐波失真 ：ＴＨＤ＜５％；
Ｉｍ（，－ｍｓ）ｍａｘ－ ｇｕｔ
１５ ００ ＝ｌ８９４Ａ ．
（ ）
其 中， ｒ册 为最小输入 电压有效值 ，ｑ￣ＪＢｏｏｓｔ级效
率 ，这里取０．９。
１．２ 参数 选取
１．２．１ 高频输 入 电容
高频输入 电容的计算公式为［４１
第ｏ５卷 第ｏ３期 ２０ １ ８年 ６月
Ｉ ｄ３ 。２ ｉ业ａｌＴ蕊。术ｌｏｇｙ 。新ｖａｔｉ。
ｖ。１．０５ Ｎｏ．０３ Ｊｕｎ．２０１８
基 于 Ｌ４９８ １ Ａ的平均 电流 控 制单 相 Ｂｏｏｓｔ Ｐ ＦＣ设 计
马 鹏 飞 （华 中科技 大学 中欧清洁与可再生 能源学院 ，湖北武汉 ４ ３００７４）
１ 关Ｏ导迎 ｌｌ、Ｊ，ｊＩ ｒ怍状 态如 ２ａ所 示 ，此 州‘ ·剐
三
Ｄ
＋
，
１
基于L4981B的APFC电路设计性能优化
首先，选用一种SiC肖特基二极管，它具有高的温度特性(最高允许工作温度达到300℃)，高的反向耐压，低的导通电阻和高的开关频率等。以上特点使得开关器件体积缩小，开关频率的提高也使得。Boost APFC的体积进一步减小。同时它还具有正的温度系数，便于在大电流时采用多个二极管并联使用，不会造成二极管之间的电流出现不均衡的现象。再有这种二极管的反向恢复时间及反向电流都非常小，并且有非常好的温度特性，其反向恢复时间不会随着温度升高而变化。用它就会减小开关管导通时的开关损耗，从而提高效率。
基于L4981B的APFC电路设计性能优化
O 引 言
电源是每一个电子设备所必须的重要组成部分。按照国际电工委员会标准IEC 61000—3—2的要求，电子设备输入电流中谐波电流成分都有一定的限值，小功率电源可以使用简单的无源功率因数校正，即可获得有效的抑制，而大功率电源则普遍使用有源功率因数校正控制器。作为在较大功率电源中普遍使用的基于L4891B设计的APFC已有诸多介绍，但在实际电源设备的使用过程中，由于工作环境和使用要求的不同往往会出现这样或那样的问题，而限制和影响了它的广泛使用。鉴于此，针对在此过程中出现的诸多问题进行了深入分析和探讨，并提出了一些切实可行的有效解决方案。
此外，振荡器定时电容到地的引线要尽可能短。开关管的驱动输入端到控制芯片的输出连线要尽可能短，以减小外界的杂散干扰。尽可能减小IGBT和FRD二极管连线的阻抗，即减小长度，增加宽度。还有，IGBT与平滑电容之间的配线距离尽可能短。整个系统的强电部分要遵循进出有序的原则，不能来回走线。 Boost PFC控制器的输出电容也要并联一个小的高压电容，滤除高频杂波。还有要减少芯片供电电源的干扰，例如可在电源输出端接一高频去耦电容到地，这样就可以提高供电电源的品质。降低外界干扰和内部的相互影响，提高系统的电磁兼容性设计水平。
功率因数校正芯片L4981A的仿真建模及应用
3.2. 脉冲发生模块
3.2.1. 振荡器模块 L4981A 的振荡器模块是通过外接充电电容 Cosc 和时间电阻 Rosc 来实现的。设计时用内部 5.1 V 的参 再配合 SR 锁存器控制 Cosc 充放电回路的通 考电压 Vref 配合两个比较器设定 Cosc 充放电电压的上下阀值， 断来实现三角波的发生。 其中， 三角波的上下峰值电压分别为 1.5 V， 6.5 V， 当电容电压充电到 6.5 V 时， 锁存器锁存一个信号，电容放电；当电容电压降至 1.5 V 时，电容充电，就这样电容周而复始的进行充 放电。其中，时间电阻 Rosc 决定充电电容 Cosc 充放电电流的大小，Rosc 引脚的参考电压为 1.28 V[4]。 由 Rosc 决定的充放电电流分别为 Ic、Id： 通过调整 Cosc 和 Rosc 就能调整振荡器的振荡频率，振荡频率如下：
3. 仿真建模ห้องสมุดไป่ตู้
通过对 L4981A 工作原理的分析与梳理，把其内部结构模块化，然后对模块进行建模、整合。 乘法器模块是系统的核心模块，对控制输入电流 Iin 与输入电压 Vin 同相位且为正弦波起关键作用； 脉冲发生模块用于设置系统工作频率；保护模块用于保证芯片的正常工作。把上述三个模块整合起来即 可得到 PSIM/SIMCAD 环境下 L4981A 的仿真系统建模框图。
Ic ≈ 10 ×
1.28 R osc 1.28 R osc
(3) (4)
Id ≈ 200 ×
77
功率因数校正芯片 L4981A 的仿真建模及应用
通过调整 Cosc 和 Rosc 就能调整振荡器的振荡频率，振荡频率如下：
fsw = 1 = T 1 2.44 = C 1 1 osc R osc Vsrp Cosc + Ic Id
L4981在门机电源功率因数校正中的应用
Ａｂ ｔ ａ ｔ Ａｉ ｎ ｔｔ ｅｄ ｆｃｓｏ ｏ ｍａ ｗｉ ｈｎ ｏ ｒｓ ｐｉｓ ． ． １ｗ ｃｉｅ ｐ ｗｅ ａ ｔｒａ ｉｈ ｒｈ ｒ ｎｃ ，ｂ ｄ ｐｉｇ Ｌ ９ ｓｒ ｃ ： ｍｉｇ ａ ｈ ｅｅ ｔ ｆｎ ｒ ｌｓ ｔ ｉｇ ｐ ｗｅ ｕｐ ｌ ，ｅ ｇ ｏ ａ ｔｖ ｏ ｒｆｃｏ ｎｄ ｈｇ ｅ ａｍｏ ｉｓ ｙ ａ ｏ ｔ ４ ８１ ｃ ｅ ｎ ｐ ｗｅ ａ ｔｒｃ ｒｅ ｔ ｎ ｃ ｉ ８ｔ ｅｃ ｌ ｌｍｅ ｔ ｗｏｓａ ｅ Ｐ ｒ— ｏｒｃｏ ｓｂ ｉ ． Ｈａ ｉｇ ｂ ｅ ｅｅ ｔｄ ｔｅ ｔｐ ｌｇｃ ｌｓｒ ｃｕｅ ｏ ｅ ｏ ｒｆｃｏ ｏｒｃｉ ｈｐ ａ ｈ ｏｅ ｅｅ ｎ ，ａ ｔ —ｔｇ ＦＣ ｐｅ ｃ ｒｅ ｔｒｉ ｕｌ ｏ ｔ ｖｎ ｅ ｎ ｓ ｌｃｅ ｈ ｏ ｏｏ ｉａ ｔｕ ｔ ｒ ｆｔ ｈ
纠 呼 陈 德
（ 上海 交通大 学电 力电子与 电气工程 学 院， 海 上 ２０４ ） ０ ２０
摘
要 ：针 对普通开 关 电源 功率 因数较低 和谐波 较大 的缺陷 ， Ｌ９ １ 率 因数校 正芯 片为 核心 ， 建 了双级 式 ＰＣ 电源 的功率 因 以 ４８ 功 构 Ｆ
数校 正前级 。在选取 确定 了主 电路 拓扑结 构后 ， 了 它的 工作 原 理及 主要 外 围 器件 参数 的计 算 方法 ， 后给 出了一 则 基于 Ｌ９ １ 介绍 最 ４８
单相PFC电路设计模块
采用L4981控制的CCM-PFC电路设计规2006年7月25日发布 2006年7月25日实施深圳市艾默生网络能源有限公司前言本规于2006年7月25日首次发布。
本规起草单位：一次电源部/dc globe本规执笔人：潘诗锋本规主要起草人：潘诗锋本规标准化审查人：本规审核人：强、茹永刚、余时强、吕明海、志宇、首福俊本规批准人：本规修改记录：更改信息登记表规名称: 采用L4981控制的CCM-PFC电路设计规规编码: TS-C010106001目录目录 (5)摘要： (6)关键词： (6)缩略词解释 (6)一.来源 (6)二.适用围 (6)三.规满足的技术指标（特征指标） (6)四.详细的电路图 (7)五.工作原理和参数计算 (9)六.设计调试要点 (9)七.局部PCB图 (17)八.器件容差分析 (17)九.电路FMEA分析 (18)十.附录 (18)十一.参考文献列表 (18)十二.附件 (19)摘要：本规介绍了采用L4981控制的连续型（CCM）PFC的工作原理及设计要点。
关键词：CCM ，PFC，L4981缩略词解释CCM：Continuous Current Mode，电感电流连续模式PFC： Power Factor Correction，功率因数校正一.来源本规中的电路来源于R48-1800（公司部型号为H4413BZ）和R48-1800A（公司部型号为H4413AZ）AC/DC模块的PFC电路，已经在H4413BZ和H4413AZ模块中得到较小批量的使用验证。
二.适用围采用L4981作为主控芯片的CCM-PFC，具有输入电流波形失真度小、功率因数高、输入EMI小，对电流采样信号的干扰不敏感、以及不需要外部补偿谐波等优点。
该芯片与我司通用的UC3854相比，性能和设计方法相近，但增加了输出过压保护、同步信号输入、负载前馈等功能，使用更方便，同时价格比UC3854低，在目前成本压力越来越大的情况下，选用该控制芯片是个不错的选择。
L4981AD中文翻译
®L4981AL4981B 功率因数校正控制助力PWM高达0.99P.F.限制线电流失真< 5%通用输入主电源饲料前锋线上与负载调节TION平均电流模式的PWM最小的噪声敏感度大电流双极型和DMOS的TO -TEM柱输出低启动电流(0.3mA TYP.)根据与HYS-电压分离磁滞和可编程接通阈值过压，过流的PROTEC -TION精确的芯片参考2%的EX -TERNALLY可供软启动描述该L4981 I.C.提供了必要的功能实现了非常高的功率因数高达0.99.在BCD 60II技术实现这个功率因数(PFC)预调节校正包含所有con-框图MULTIPOWER BCD技术DIP20SO20订购号：L4981X (DIP20)L4981XD (SO20)设计一个高效率的模式trol功能正弦电源线电流con-消耗.该L4981可以很容易地在系统的使用85V电源电压之间没有任何265V行开关.这种新的PFC提供了可能性工作在固定频率或调制(L4981A)频率(L4981B)优化的大小，九月19981/17L4981A - L4981B把过滤器;两个工作频率模式使用平均电流模式PWM con-控制器，保持正弦线电流不斜率补偿.除了功率MOSFET栅极驱动器，精密电压年龄引用（外部可用），误差放大器的fier,欠压分离，电流检测和绝对最大额定值符号V CCI GDRVV GDRVV VA-OUTI ACV CA-OUT V ROSCI COSC I FREQ-MOD V SYNCV IPKP totT opT stg13451711, 181816162针1920.Gate driv. output voltage t = 0.1µs电压在pins 3, 14, 7, 6, 12, 15电压误差放大器AC输入电流引脚电压8, 9电压电流放大器. （Isource = -20mA; Isink = 20mA)电压引脚17引脚电压11, 18输入漏电流调频灌电流(L4981B)同步.电压(L4981A)电压引脚2电压引脚2 t = 1µs功率消耗在T amb= 70°C功率消耗在T amb= 70°C工作环境温度StorageTemperature(DIP20)(SO20)参数电源电压(I CC≤50mA) (*)Gate driv. output 峰值 current (t = 1µs)水槽消息来源价值selflimit21.5-1-0.3到9-0.3到8.55-0.5到7-0.3到8.5-0.3到3-0.3到7155-0.3到7-0.3到5.5-210.6-40到125-55到150单位VΑAVVVmAVVVVmAmAVVVWW°C°C软启动均包括在内.为了限制人数外部元件，该器件集成了亲tections如过压和过流保护.该过电流水平可以使用简单的电阻L4981A.对于一个更好的精度和L4981B外部分压器必须使用.(*)最大包装功耗限制必须得到遵守.引脚连接（顶视图）L4981A L4981B 2/17L4981A - L4981B热数据符号R th j-amb参数热阻结到环境拨2080苏20120单位°C / W各端子的功能N.12名称P-GND IPK电源地.L4981A 峰值电流限制.得到一个电流限制使用单个电阻连接引脚2之间的感应电阻.为了有一个更好的精度之间的另一个引脚电阻2和一个参考电压（管脚11)必须添加.L4981B 峰值电流限制.精确的电流限制为获得使用两个外部电阻只.这些电阻必须连接之间的感应电阻，引脚2和参考电压.3OVP过电压保护.在此输入进行比较精确的内部电压5.1V (typ)参考用的升压输出电压通过一个电阻分压器在获得样本为了限制最大输出电压峰值.为AC 输入电流.输入电流成正比的电压整流电源产生，通过乘数，当前放大器的电流参考.电流放大器的输出.外部RC 网络决定因子的闭环增益.负荷前馈;这个电压输入引脚允许修改乘法器的输出电流比例负载，为了给一个与负载瞬态响应速度.最好工作关 系得到控制1.5V 和5.3V.如果不使用此功能，连接该管脚到参考电压（引脚= 11).输入线电压成正比RMS. compesates 的VRMS 输入线电压的变化.低通之间的连接线与整流7,一DC 电压端子滤波器比例在输入电压线路RMS 得到.达到最佳的控制是使用输入电压之间1.5V 和5.5V.如果不使用此功能连接该引脚的电压基准（引脚= 11).乘法器的输出.该引脚共同的乘数输出和输入电流放大器N.I.像I 高阻抗输入SENSE .的MULT-OUT 引脚必须采取不低于-0.5V.电流放大器的反相输入.必须小心，以避免下来goes 针-0.5V.信号接地.输出参考电压(typ = 5.1V ）.电压refence 在±2%外部可用的准确性，它的内部电流限制，并能提供一个输出电流高达10mA.连接到地的电容定义了软启动时间.内部电流产生程序提供100µA (typ)确定收费的外部软启动电容器的时间常数.一个内部MOS 放电时，无论是外部软启动电容电压和UVLO 条件.误差放大器输出，RC 网络修复电压环增益特性.电压误差放大器的反相输入.这种反馈输入是通过一个连接分压器升压输出电压.可编程阈值输入电压下了锁.供求之间分压器电压和GND 可以连接，以方案的阈值打开.这种同步输入/输出引脚CMOS 逻辑兼容.经营中，如一个SYNC矩形波必须适用于该引脚. Opearting 作为同步，一个长方形的时钟脉冲可用于同步其他设备.调频电流输入.一个外部电阻必须连接在引脚16而为了纠正线电压调节振荡器的频率.连接到引脚16地面固定频率R 施加OSC 和C OSC获得.外部电阻连接到地修复了C 恒定充电电流OSC.外部电容连接到GND 修复了开关频率.电源输入电压.输出门驱动器.双极晶体管和DMOS 图腾柱输出级可以提供峰值超过1A 有用的驱动电流MOSFET 或IGBT 功率级.说明456IAC CA-OUT LFF7VRMS89101112MULT-OUT I SENSE S-GND V REF SS13141516VA-OUT VFEED P-UVLO 同步(L4981A)FREQ-MOD (L4981B)17181920R OSC C OSC V CC GDRV3/17L4981A - L4981B电气特性（除另有注明外V CC= 18V, C OSC= 1nF,R OSC= 24KΩ, C SS= 1µF, V CA-OUT= 3.5V, V ISENSE= 0V, V LFF= V号, I AC= 100µA, V RMS= 1V, V饲料= GND, V IPK= 1V, V OVP= 1V, T J= 25°C符号V IOI IB V13HV13L-I13I13V ref∆Vref∆Vref I ref scf oscPrameter输入失调电压电流输入偏置开环增益输出高电压输出低电压输出源电流输出灌电流参考输出电压负载调整线路调整短路电流初始精度频率稳定度V svp I18C I18D V18t W I16-I16V16L V16H 兰普谷峰值充电电流放电电流峰谷电压斜坡输出脉冲宽度灌电流输出低电压源电流输出高电压低输入电压高输入电压 3.580085100747611550%振幅V SYNC= 0.4VV COSC= 0VV SYNC= 4.5VV COSC= 6.7VV COSC= 3.5VV COSC= 3.5V0.90.30.41V FEED= 4.7VI VA-OUT= -0.5mAV FEED= 5.5VI VA-OUT= 0.5mAV FEED= 4.7V; V VA-OUT= 3.5VV FEED= 5.5V; V VA-OUT= 3.5V–25°C < T J< 85°CT j= 25°C I ref= 01mA≤I ref≤10mA–25°C < T J< 85°C12V≤V CC≤19V–25°C < T J< 85°CV ref= 0VT j= 25°C12V≤V CC≤19V–25°C < T J< 85°C244.975.01测试条件–25°C < T J< 85°CV FEED= 0V-500705.5-501006.50.410205.15.1332085804.70.453010010050.5511.51.150.80.860.91.45.235.191510501151205.30.657.51最小.Typ.最大.±8500单位mVnAdBVVmAmAVVmVmVmA千赫千赫VmAmAVµsmAmAVVns千赫千赫千赫误差放大器部分参考部分振荡器部分同步部分（仅适用于L4981A)脉冲同步t d调频功能（仅适用于L4981B)f18max f18min 最大振荡频率振荡器频率最低V FREQ-MOD= 0V（销16) I freq= 0I FREQ-MOD= 360µA（销16)V VRMS= 4V（销7)I FREQ-MOD= 180µA（销16)V VRMS= 2V（销7)软启动第I SS V12sat 软启动电流源输出饱和电压V SS= 3VV3= 6V, I SS= 2mA601000.11400.25µAV4/17L4981中文数据手册第L4981A - L4981B电气特性（续）符号电源电压V CCV thr V 3HysI 3t dV th t d I ipk 工作电源电压阈值电压上升迟滞电流输入偏置传播延迟到输出阈值电压传播延迟到输出电流源产生程序V OCP = Vthr-0.2VV IPK = -0.1V V IPK = -0.1V只有L4981A 只有L4981B650.485V OVP = Vthr+100mV V ref -20mV 1805.12500.05119.5V ref +20mV 32012±300.91055±2-50070686.20.92210100.511.512.5503013160.38122014.59Pin 15到V CC = 220K Pin15到GND = 33KV 6= 1.6V V 6= 5.3VV I输入电压范围1.610.62515.51012150100190.512163016.51113.40.85010090500VV mV µA µsmV µs µA µAmV nA dB dB VV mA mAV Vns ns VmA mA mA VV V V过电压保护比较器参数测试条件最小.Typ.最大.单位过电流保护比较器泄漏电流I L电流放大器部分V offset I 9biasSVR V 5H V 5L -I 5I 5V 20L V 20H t r t f V GDRV I 19start I 19on I 19V CC V th ON V th OFF输入失调电压电流输入偏置开环增益电源电压抑制输出高电压输出低电压输出源电流输出灌电流输出电压低输出电压高输出电压上升时间输出电压下降时间电压钳电源电流启动前打开后，电源电流工作电源电流齐纳电压打开门限关闭阈值可编程启动阈值负荷前馈I LFF偏置电流V MULT OUT = VSENSE= 3.5VV SENSE = 0V 1.1V ≤V CA OUT≤6V12V ≤V CC ≤19V V MULT OUT = 3.5V V SENSE= 3.5VV MULT OUT = 200mV I CA OUT = -0.5mA, VIAC= 0VV MULT OUT = -200mVI CA OUT = 0.5mA, V IAC = 0V V MULT OUT = 200mV,V IAC = 0V, V CA-OUT = 3.5VI SINK = 250mA I SOURCE = 250mA V CC = 15V C OUT = 1nF C OUT = 1nF I SOURCE= 0mAV CC = 14V V IAC = 0V, V COSC= 0,Pin17 =开放Pin20 = 1nF (*)输出部分总待机当前节第欠压分离702001403005.3µA µA V(*)最大包装功耗限制必须得到遵守.5/17L4981A - L4981B电气特性（续）符号乘第Multipler输出电流V VA-OUT= 4V, V RMS= 2V,V MULTOUT= 0, V LFF= 5.1VI AC= 50µA, C OSC= 0VV VA-OUT= 4V, V RMS= 2V,V MULTOUT= 0, V LFF= 5.1VI AC= 200µA, C OSC= 0VV VA-OUT= 2V, V RMS= 2V,V MULTOUT= 0, V LFF= 5.1VI AC= 100µA, C OSC= 0VV VA-OUT= 2V, V RMS= 4V,V MULTOUT= 0, V LFF= 5.1VI AC= 100µA, C OSC= 0VV VA-OUT= 4V, V RMS= 4V,V MULTOUT= 0, V LFF= 5.1VI AC= 100µA, C OSC= 0VV VA-OUT= 4V, V RMS= 2V,V MULTOUT= 0, V LFF= 2.5VC OSC= 0V, I AC= 200µAV VA-OUT= 4V, V RMS= 4VV MULTOUT= 0, V LFF= 5.1VI AC= 200µA, C OSC= 0VV VA-OUT= 2V, V RMS= 4V,V MULTOUT= 0, V LFF= 5.1VI AC= 0, C OSC= 0VK乘法器增益203552µAµAµAµAµAµAµAµAPrameter测试条件最小.Typ.最大.单位1001351701020302 5.511102234203754203954-2020.37I MULT−OUT=K I AC (VVA−OUT−1.28) (0.8VLFF−1.28)(VVRMS)2(VVA−OUT−1.28)(V VRMS)2如果V LFF= V REF;其中：K1 = 1VI MULT−OUT=I AC K1图1:多输出主场迎战I AC(V RMS= 1.7V;V LFFD= 5.1V)图2:多输出主场迎战I AC(V RMS= 2.2V;V LFFD= 5.1V)6/17L4981A - L4981B图3:多输出主场迎战I AC(V RMS= 4.4V;V LFFD= 5.1V)图4:多输出主场迎战I AC(V RMS= 5.3V;V LFFD= 5.1V)图5:多输出主场迎战I AC(V RMS= 1.7V;V LFFD= 2.5V)图6:多输出主场迎战I AC(V RMS= 2.2V;V LFFD= 2.5V)图7:多输出主场迎战I AC(V RMS= 4.4V;V LFFD= 2.5V)图8:多输出主场迎战I AC(V RMS= 5.3V;V LFFD= 2.5V)7/17L4981A - L4981B图9A:L4981A功率因数校正(200W)TR6R14C8R7C12R15D3D4R1C5C9R9D1+Vo=400VC7FUSE Vi BRIDGER87411913R12143D2C11C285VAC-265VAC15C1L4981A1620612 11R13MOS285R21R5C3R4RS 9181017D5R17R2R10R11R3C4R16C6C10-D93IN029B零件列表R S R1 R2 R3 R4 R5 R6 R7 R8 R9 R10 R11 R12 R13 R14 R15 R16 R17 R210.07(3 x .22)820kΩ10kΩ1.8kΩ1.8kΩ18kΩ1.2MΩ360kΩ33kΩ1.8MΩ21kΩ402Ω120kΩ27Ω1MΩ120kΩ30kΩ1.8kΩ5.1kΩ1/2W1/4W1/4W1/4W1/4W1/4W1/4W1/4W1/4W1/4W1/4W1/4W1/4W1/4W1/4W1/2W1/4W4W1/4W5%1%1%5%5%5%5%5%5%1%1%1%5%5%1%5%5%1%1%C1C2C3C4C5C6C7C8C9C10C11C12D1D2, D3D4D5MOS470nF100µF2.2nF1nF100µF1µF220nF220nF330nF1µF270pF8.2nFSTTA506D1N414818VBYT11-600STH/STW15NA50保险丝= 4A/250V1/2W16V400V100V25V16V63V63V400V450V 桥= 4 x P600MT= 初级：88的12 x 32 AWG (0.2mm)轮流次级：9化的# 27AWG (0.15mm)核心：B1ET3411A汤姆逊- CSFgap: 1,6mm for a total 初级 inductance of0.9mH8/17f SW= 80kHz P O= 200WV输出= 400V I rms 最大= 2.53A V OVP= 442V I PK 最大= 6.2AL4981A - L4981B图9B:L4981B 功率因数校正(200W)TR22C7R14R7C8D3C5C9R6C12R15D4R1R9D1+Vo=400VFUSE ViBRIDGER87411913R12143C11D2C285VAC-265VAC15C1L4981B16206285R21R5R11R3RSC3R4C4R16C6918101712 11R13MOSD5R17R2R10C10-D95IN220零件列表R S R1R2R3R4R5R6R7R8R9R10R11R12R13R14R15R16R17R21R220.07(3 x .22)820k Ω10k Ω1.8k Ω1.8k Ω18k Ω1.2M Ω360k Ω33k Ω1.8M Ω21k Ω402Ω120k Ω27Ω1M Ω120k Ω24k Ω1.8k Ω5.1k Ω1/2W 1/4W 1/4W 1/4W 1/4W 1/4W 1/4W 1/4W 1/4W 1/4W 1/4W 1/4W 1/4W 1/4W 1/4W 1/2W 1/4W 4W 1/4W 5%1%1%5%5%5%5%5%5%1%1%1%5%5%1%5%5%1%1%1%C1C2C3C4C5C6C7C8C9C10C11C12D1D2, D3D4D5MOS470nF 100µF 2.2nF 1.1nF 100µF 1µF 220nF 220nF 330nF 1µF 270pF 8.2nF STTA506D 1N414818V BYT11-600STH/STW15NA50保险丝= 4A/250V1/2W 16V 400V 100V 25V 16V 63V 63V 400V 450V1.1M Ω1/4W桥= 4 x P600MT= 初级：88的12 x 32 AWG (0.2mm)轮流次级：9化的# 27AWG (0.15mm)核心：B1ET3411A 汤姆逊- CSFgap: 1,6mm for a total 初级 inductance of 0.9mHf SW = 80到92kHz P O = 200W V 输出= 400V I rms 最大= 2.53A V OVP = 442V I PK 最大= 6.2A9/17L4981A - L4981B图10:参考电压与参考源，ence电流图11:参考电压与电源电压图12:参考电压与结Tem-温度图13:开关频率与结温度图14:门驱动器上升和下降时间图15:工作电源电流与电源电压10/17L4981A - L4981B图16:可编程欠压锁定出阈值图17:在调制频率归电源电压的半周期1Vl fsw10.80.8R22 = R23 6.80.40.40.20.2R23 (Kohm)04590135180Electrical degrees表1:可编程欠压分离阈值.V CC ON 11V 12V 13V 14V 14.5V 15V V CC OFF10V10.1V10.5V10.8V10.9V11VR2282kΩ220kΩ430kΩ909kΩ1.36MΩ2.7MΩR2312kΩ33kΩ62kΩ133kΩ200kΩ390kΩ图18:振荡器图11/17L4981A - L4981B图19:200W评估板电路.T= 初级：75的litz线20 x 32 AWG (0.2mm)轮流次级：8化的# 27AWG (0.15mm)核心：B1ET3411A汤姆逊- CSF差距：1.4mm，总初级电感的0.7mHf sw= 100kHz; V O= 400V; P O= 200W注意：启动电路通常V CC电容(C11图. 19)可以收取一个电阻借鉴整流电源电流.在评估板相反，启动电路组成的(Q2+R19+R15+Dz)被设计用来进行快速和有效供给的所有条件.一旦该L4981A / B已开始，参考引脚电压由6和R20 Q3,可确保Q2被打开关闭.可编程欠压分离该PCB允许插入一个电阻(R22, R23)夫妇修改输入电压的阈值.请参考图. 16和table1.12/17L4981A - L4981B 图20:P.C.板和组件的评估板电路(1:1规模布局）.13/17L4981A - L4981B该评估板的设计采用了：一快不耗散启动电路，二极管(D2)加快跟进的MOS启动和关闭时间（即使一单个电阻可用于）外部分压器改善过流阈值精确老.此外有可能改变输入阈值电压使用外部分频器(R23和R22)，如果出现问题的浪涌电流一NTC电阻器都可以使用.演出的PFC演示板已评估测试以下参数：PF（功率因数），A-THD（当前比例总谐波失真），H3..H9（百分比current’s n th谐波振幅），∆V o（输出电压纹波），V o（输出电压），η（效率）.测试配置，设备和结果包括：AC电力消息来源LARCET /3KWPM1200AC电力分析仪EMI过滤器PFCL4981演示负荷D94IN057V i (V rms) 88 110 132 180 220 260f(Hz)606060505050P i(W)222220218217217216PF A-THD(%)H3(%)1.981.401.161.521.681.84H5(%)0.610.400.400.650.831.30H7(%)0.550.310.350.400.570.39H9(%)0.700.280.310.340.480.73V O(V)390392394396398400∆VO(V)888888PO(W)200201202203204205η(%)90.291.692.893.894.295.20.9990.9990.9990.9990.9970.9952.941.791.711.882.253.30EMI/RFI滤波器谐波含量的测定已通过使用一EMI/RFI过滤器之间的中间人在AC源和被测演示板，而没有被计算效率过滤器的贡献.T1线C1T2PFCC地球D94IN052其中：T1 = 1mH T2 = 27mH C1 = 0.33µF, 630V C2 = 2.2nF, 630V14/17L4981A - L4981B SO20 包装机械数据暗淡.最小.AA1BCDEeH h L K100.250.42.350.10.330.2312.67.41.2710.650.751.270.3940.0100.016mmTYP.最大.2.650.30.510.32137.6最小.0.0930.0040.0130.0090.4960.2910.0500.4190.0300.050寸TYP.最大.0.1040.0120.0200.0130.5120.2990（分）8（最大）Lh x 45°AB e KHDA1C2011E110SO20MEC15/17L4981A - L4981BDIP20 包装机械数据暗淡.最小.a1Bbb1DEee3FIL Z3.31.348.52.5422.867.13.930.1300.0530.2541.390.450.2525.40.3350.1000.9000.2800.1551.65mmTYP.最大.最小.0.0100.0550.0180.0101.0000.065寸TYP.最大.16/17L4981A - L4981B 提供的资料被认为是准确和可靠.然而，意法半导体的后果不承担任何责任这类信息也不对任何第三方的专利或可能导致其使用的其他权利的侵犯使用.没有许可证授予暗示或以其他方式意法半导体任何专利或专利的权利.规范本出版物中提到如有变更，恕不另行通知.本刊物并取代以前提供的所有信息.意法半导体产品不授权使用的关键部件寿命支持设备或系统的意法半导体未经明确的书面批准.ST的标志是意法半导体公司的注册商标©1998意法半导体在意大利––印刷版权所有意法半导体公司集团澳大利亚-巴西-加拿大-中国-法国-德国-意大利-日-韩国-马来西亚-马耳他-墨西哥-摩洛哥-荷兰-新加坡-西班牙-瑞典-瑞士-台湾-泰国-英国- U.S.A.17/17。
LG等离子V7屏电源功率因数校正_PFC_电路工作原理与维修_上_
ＢＴ１３７Ｓ－５００Ｅ
ＩＴ（ ＲＭＳ）＝８ Ａ、ＩＴＳＭ＝６５ Ａ、ＩＧＭ＝２ Ａ、ＩＤ＝０．１ ｍＡ、ＩＧＴＩ＝２．５ ｍＡ、ＩＧＴⅡ＝４ ｍＡ、 ＩＧＴⅢ＝５ ｍＡ、ＩＧＴⅣ＝１１ ｍＡ、ＩＨ＝２．５ ｍＡ；ＵＤＲＭ＝５００ Ｖ、ＵＧＭ＝５ Ｖ、ＵＴ＝１．３ Ｖ、 ＵＧＴ ＝０．７ Ｖ、ＰＧ（ＡＶ）＝０．５ Ｗ、ＰＧＭ＝５ Ｗ
封装
近似代换（说明）
ＳＯＴ２２３
（３）当 Ｚ１５１輦輮訛脚瞬间输出高电平时，该电平经Ｒ１７６ 加到 Ｑ１５４（２ＳＡ２０７３）和 Ｑ１５５（２ＳＣ５８２６）的 ｂ 极 ，Ｑ１５４ 截止、Ｑ１５５ 导通；Ｑ１８２ 输出的供电电压经 Ｒ１５１、Ｑ１５５ 的 ｃ－ｅ 极、Ｒ１７２、Ｒ１７３ 后，分别加到 Ｑ１５１、Ｑ１５２ 的栅 极，使 Ｑ１５１、Ｑ１５２ 导通；１００ Ｈｚ 的脉动直流电经 Ｌ１５１ 的⑤～輥輯訛绕组、Ｑ１５１ 与 Ｑ１５２ 的漏极和源极、Ｒ１６４ 回到 整流桥堆 ＲＣｌ０１ 的负电压端，电感 Ｌ１５１ 流过的电流从 零按斜率上升，Ｌ１５１ 储能。
ＢＴ１５１Ｓ－６５０Ｒ
ＩＴ（ＡＶ）＝７．５ Ａ、ＩＴ（ＲＭＳ）＝１２ Ａ、ＩＴＳＭ＝１００ Ａ、ＩＧＭ＝２ Ａ、ＩＤ＝０．１ ｍＡ、ＩＧＴ＝２ ｍＡ、 ＩＨ＝７ ｍＡ；ＵＤＲＭ＝６５０ Ｖ、ＵＧＭ＝５ Ｖ、ＵＲＧＭ＝５ Ｖ、ＵＴ ＝１．４ Ｖ、ＵＧＴ ＝０．６ Ｖ、 ＰＧ（ＡＶ）＝０．５ Ｗ、ＰＧＭ＝５ Ｗ
輥 輶 訛 ＣＯＳＣ
振荡电路外接电容，本机外接电容为 Ｃ１６３
輥 輷 訛 ＶＣＣ
集成电路供电输入
輦 輮 訛 ＧＤＲＶ
输出栅极驱动，双三极管 ＤＭＯＳ 图腾柱输 出，能提供峰值电流超过 １ Ａ 的有用驱动
（１）当待机 ＣＰＵ 板（ＰＫＧ４）内的 ＩＣ８０１（ＣＰＵ）发出继 电器 ＲＬｌ０２ 吸合命令后，ＰＫＧ４ 的輦輵訛脚（ＲＬ２）变为低电 平，使继电器 ＲＬｌ０２ 形成电流通路，ＲＬｌ０２ 吸合，ＡＣ ２
XR4981同步增压控制器说明书
XR4981___________________________________________________________________________________________________________________ __XySemi Inc - 1 - SYNCHRONOUS BOOST CONTROLLER3V~36V Input 5V~36V Output ， Extended NMOSGENERAL DESCRIPTIONXR4981 is a high efficiency synchronous boost controller that converts from 3V ~36V input range and up to 36V output voltage with an outside N-channel MOSFET for the synchronous switch. The XR4981 includes adjustable current limit, adjustable soft-start, adjustable compensation net and thermal shutdown preventing damage in the event of an output overload.For different application we can select suitable compensation net 、current limit 、soft start and select suitable MOSFET to obtain a high efficiency 。
FEATURES● 3V~36V input voltage range● Adjustable output voltage from 5V to36V● 1.21V VFB reference voltage ● Adjustable current limit ● Adjustable soft-start● Adjustable compensation net ● Input under voltage lockout● 400Khz fixed Switching Frequency ● Thermal Shutdown ● QFN3x3-16 Package● Rohs Compliant and Halogen FreeFigure 1. Typical Application Circuit1Figure 2. Typical Application Circuit2(Special for Single Li-Battery Input) APPLICATIONS●Power Bank●QC 2.0 Device●Type C USB Device●Power Amplify Device●Portable Class D Device●5V/9V/12V BUS Power SupplyTypical application for input and output:Input Voltage(V) Output Voltage(V) /Output Current(A) schematic3.3~4.35 5V/5A 9V/3A 12V/2A 14.8V/2A 20V/1.5A Circuit25 9V/4A 12V/3A 14.8V/2A 20V/1.5A Circuit16~8.4 9V/5A 12V/3A 14.8V/2.5A 20V/2A Circuit112~16.8 19V/4A 24V4A 20V/5.5A Circuit1ORDERING INFORMATIONPART NUMBER TEMP RANGESWICHINGFREQUENCYOUTPUTVOLTAGE (V)PACKAGE PINSXR4981 -40°C to 85°C 400KHZ ADJ QFN3x3 16 PIN CONFIGURATIONFigure 2. PIN Configuration (TOP View)PIN DESCRIPTIONPIN NUMBERPINNAMEPIN DESCRIPTION1 VCC Controller inside power logic Power Supply，inside LDO output pin，Must be closelydecoupled to GND with a 22uF MLCC capacitor.2 AVIN Controller Power Supply，inside LDO input pin., Connect this pin with input voltage.Must be closely decoupled to GND with a 1uF MLCC capacitor.3 VISP Input current sense pin1-Positive side4 VISN Input current sense pin1-Negative side5 COMP Loop compensation pin. Connect a RC network across this pin and ground to stabilize the control loop.6 PGOOD Power good indicator. Open drain output, pull low when the output < 90% or >110% of regulation voltage, high impendence otherwise.7 EN Enable Input. Pull high to turn on the IC. Do not let this pin float.8 FB Feedback pin. Connect to the center of resistor voltage divider to program the output voltage: VOUT=1.2V×(R1/R2+1), please place this network close to FB pin9 AGND Analog ground10 SS Soft-start setting pin, Select 10nF~100nF Css to set different soft-start time11 OC Input current setting pin. Connect a resistor Roc from this pin to AGND to program output current limitation threshold. For Example,10A~12A current limit by 100K12 BS Boot-Strap pin. Supply Rectified FET’s gate driver. Decouple this pin to LX with 0.1uFceramic cap .Please select Low VF schottky Diode.13 SW Switching Pin. Connect an inductor from power input to LX pin. Please select low Rdson & Big Enough Id & Isat inductor.14 SDRV High Side Power NMOS gate driver pin, Connect this pin to the gate of the high side synchronous rectifier N-channel MOSFET.15 PGND Power Ground16 MDRV LOW Side Power NMOS gate driver pin, Connect this pin to the gate of the low side N-channel MOSFETEPAD EPAD GND and Thermal Pad, Please connect with mass metal plane for good heat dissipationABSOLUTE MAXIMUM RATINGS(Note: Do not exceed these limits to prevent damage to the device. Exposure to absolute maximum rating conditions for long periods may affect device reliability.)PARAMETER VALUE UNIT AVIN、VISP、VISN、BS、SW、EN 40V V SDRV SW+6 V Other Pins 6V V Operating Ambient Temperature -40 to 85 °C Maximum Junction Temperature 150 °C Storage Temperature -55 to 150 °C Lead Temperature (Soldering, 10 sec) 300 °CELECTRICAL CHARACTERISTICS(V IN = 3.6V, T A= 25 C unless otherwise specified)PARAMETER SYMBOL TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNIT Input Voltage Range V IN 3 36 V Inside LDO output VCC Vin>=5V 4.2 V Boost output voltage range Vout 5 40 V UVLO Threshold V UVLO V HYSTERESIS =100mV 2.7 VOperating Supply CurrentI SUPPLY V FB =1.5V，EN=Vin=3.6V, I Load =0 70µAShutdown Supply Current V EN =0V, V IN =3.6V 10 Regulated FeedbackVoltageV FB 1.18 1.21 1.24 V Peak inductor Current limit(N-MOSFET current limit)Ilim Roc=100K & Rs=3mohm 12.5 A Oscillator Frequency F OSC 0.32 0.4 0.48 MHz Enable Threshold V IN = 2.3V to 5.5V 0.3 1 1.5 V Enable Leakage Current -0.1 0.1 µA Soft Start Time Tss Css=100nF Io=2A 300 msFunctional Block DiagramControl Logic-+Soft StartvrefEA-Current Sesneslope++ICMP4.2V LDO OSCVCCVINVISP VISNVOCCOMPSSFBGNDMDRVSWSDRVBSENPower GoodPGENCONTROLLER CIRCUITThe XR4981 is a constant-frequency ,PWM control , current mode boost controller. In normal operation, the external Main MOSFET is turned on each cycle when the oscillator gives an on-state. and then turned off when the main comparator -ICMP give an off state. The peak inductor current is controlled by the “COMP ” pin, which is the output of the error amplifier EA. The EA compares the signal VFB pin which is the feedback of VOUT , with the internal bandgap reference voltage 1.21V.. Peak inductor current is sensed by a resistor which is connected series with inductor. The inductor current is determined by the output of EA. A slope compensation is added because of the PWM control method. When the load current increases, it causes decrease in VFB, which in turn causes the output of EA increases until the average inductor current matches the new load current.OUTPUT VOLTAGE PROGRAMMINGThe output voltage is set by a resistive divider according to the following equation:Typically we suggest R10=10K or 12K and then determine R9 from the above equation 。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
STMicroelectronics GROUP OF COMPANIES Australia - Brazil - Canada - China - Finland - France - Germany - Hong Kong - India - Israel - Italy - Japan - Malaysia - Malta - Morocco -
Singapore - Spain - Sweden - Switzerland - United Kingdom - United States.
A switching frequency of 60kHz has been chosen as a good compromise between requirements of small size magnetics and low switching losses. For this application a full isolated ISOTOP(TM) STE30NA50-DK has been used. This module is especially intended for boost applications and consists off the integration of a low RDS/500V Mosfet with a TURBOSWITCH(TM) diode. The use of the module allows a compact and ef-
CONCLUSIONS
The evaluation has been done using the "A" version of the L4981 controller, without using additional features obtaining high performance results, in terms of efficiency and harmonic content.
4x 470µF 315V
Co 1µF 630V
-
October 2002
1/3
AN828 APPLICATION NOTE
L4981A PARTS LIST
Boost inductor (T) L = 0.44mH Core :Thomson - E 55x28x25 Gap = 3mm Primary Turns = 42 (8 x 0.5mm) Secondary Turns = 4 (0.15mm)
Power Factor 0.998 0.999 0.999 0.996 0.998 0.999 0.993 0.997 0.999
Harmonic Distortion (%)
THD
AH3
2.0
1.9
1.4
1.3
1.0
0.9
2.1
1.9
1.5
1.4
1.0
0.9
2.5
1.9
1.4
1.3
1.1
0.8
Efficiency (%) 94.2 94.0 94.0 95.6 95.2 95.3 95.1 96.4 96.1
D2 = 1N4150 (X 4) D3 = 1N4150
Table 1: Test Result.
Mains rms (V) 176 176 176 220 220 220 260 260 260
Vout (V) 451 444 438 451 445 438 452 446 439
Pout (W) 509 937 1396 509 941 1396 511 945 1402
Further improvements are possible using the additional features of the I.C. such as the LFF (pin 16) for the best control of the output voltage or by the use of the B version to minimise the EMI filter.
Rs = 10mΩ /1W R1 = 5.1kΩ /1% R2 = 220Ω /1% R3 = 75kΩ/1Ω
R4 = 1M
R5 = 47 /1/2Ω R6 = 100kΩ
R7 = 27k /1%
R8 + R9 = 3.9kΩ R10 = 120kΩ R11 = 3.9kΩ R12 + R13 = 15Ω R14 = 820kΩ /1% R15 = 10kΩ /1% R16 = 909kΩ R17 = 10kΩ
AN828
®
APPLICATION NOTE
1500W - 440V POWER FACTOR CORRECTOR PREREGULATOR
The application here described has been tailored to supply a three phase inverter for motion control (see fig.1). To reduce the current in the switches of the inverter, the output voltage of the power factor has been held quite high.
T
STE30NA50-DK
C2 220nF
R4
FUSE
1M
10A/250V
C1
2.2µF
Vi
250V
176VAC/265VAC
BRIDGE + KBPC25-04
-
4
1
R3 75K 1W
R5 47 500mW
19
+ -
D2 4x 1N4150
Dz 18V 500mW
C6 330nF
C4 220µF 25V
2/3
AN828 APPLICATION NOTE
Information furnished is believed to be accurate and reliable. However, STMicroelectronics assumes no responsibility for the consequences of use of such information nor for any infringement of patents or other rights of third parties which may result from its use. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of STMicroelectronics. Specification mentioned in this publication are subject to change without notice. This publication supersedes and replaces all information previously supplied. STMicroelectronics products are not authorized for use as critical components in life support devices or systems without express written approval of STMicroelectronics.
Figure 1: Schematic Diagram
fective solution in terms of layout and power dissipation. The output stage of the L4981A/B is capable of driving directly the module without the aid of a buffer stage. The L4981A controller is supplied by the auxiliary of the boost inductor, a Graetz bridge and a simple resistor for the startup phase. The Output capacitor filter has been realized connecting in parallel four tap in "series" configuration. This solution allows the use standard parts, in terms of the rated voltage, resulting easier to be implemented in comparison with a "single" configuration. To be noted that the high frequency filter (C1 + C2) has been split in two parts. In this way it is possible to held a low value capacitor (C2) connected to the output of the rectifier bridge, minimising the harmonic distortion (introduced by the rectified DC contents). On the other hand, the capacitor (C1) connected to the AC side of the bridge, performs most of the high frequency filter function without introducing DC content. The schematic circuit is shown in fig.1