一种宽带运放的设计及恒定跨导电路稳定性分析
第八讲 跨导运放的分析与设计讲解
由于零点的作用，相位裕度 从60多度减小至39度！
交流扫描
Ota simulation
.prot
.lib ‘LIB_PATH\csmc.lib’ tt
.unprot
.option post probe
分析miller补偿效应
.probe ac v(vo1) v(vo) vp(vo)
.op
*.dc v_vdc 2.48 2.495 0.0001
失调分析
在MOS晶体管的参数中考虑失配 例：原有的 W=12u, M=2 修改为 W=‘12u+12u*0.04u*alfa/sqrt(2*12um*5um)’ M=2 delvto=‘12.5n*alfa/sqrt(2*12um*5um)’ 这里alfa为(0,1)高斯分布变量 依次将网表的内容按照上面的方法修改
.lib ‘LIB_PATH\csmc.lib’ tt
.unprot
.option post probe
.probe dc v(vo1) v(vo)
.op .dc v_vdc 2.48 2.495 0.0001
精扫
*.trans 10ns 200ns 20ns 0.1ns
*.ac dec 10 1k 100meg $sweep rzv 0 2k 0.2k
耗，因此可查得电路功耗为2.47mW • 对于MOS管，注意各参量的含义：region、id、vgs、
vds、vth、vdsat、gm、gmb、gds……可查得流过 M_U3的偏置电流为149.8uA，并注意到M_M3的 region为Linear
直流扫描
Ota simulation
.prot
.lib ‘LIB_PATH\csmc.lib’ tt
运放稳定性分析详解
运放稳定性第1部分（共15部分）：环路稳定性基础作者：Tim Green ，TI 公司Burr-Brown 产品战略发展经理1.0 引言本系列所采用的所有技术都将“以实例来定义”，而不管它在其他应用中能否用普通公式来表达。
为便于进行稳定性分析，我们在工具箱中使用了多种工具，包括数据资料信息、技巧、经验、SPICE 仿真以及真实世界测试等，都将用来加快我们的稳定运放电路设计。
尽管很多技术都适用于电压反馈运放，但上述这些工具尤其适用于统一增益带宽小于20MHz 的电压反馈运放。
选择增益带宽小于20MHz 的原因是，随着运放带宽的增加，电路中的其他一些主要因素会形成回路，如印制板 (PCB) 上的寄生电容、电容中的寄生电感以及电阻中的寄生电容与电感等。
我们下面介绍的大多数经验与技术并非仅仅是理论上的，而且是从利用增益带宽小于20MHz 的运放、实际设计并构建真实世界电路中得来的。
本系列的第1部分回顾了进行稳定性分析所需的一些基本知识，并定义了将在整个系列中使用的一些术语。
9Data Sheet Info 9Tricks 9Rules-Of-Thumb 9Tina SPICE Simulation9TestingGoal:EASILY Tricks & Rules-Of-Thumb apply for Voltage FeedbackOp Amps, Unity Gain Bandwidth <20MHzTo learn how to analyze and design Op Amp circuits for guaranteed Loop Stability using Data Sheet Info, Tricks, Rules-Of-Thumb, Tina SPICE Simulation, and Testing.Note:图1.0 稳定性分析工具箱图字（上、下）：数据资料信息、技巧、经验、Tina SPICE 仿真、测试；目的：学习如何用数据资料信息、技巧、经验法则、Tina SPICE 仿真及测试来“更容易地”分析和设计运放，以确保环路稳定性；注：用于统一增益带宽小于20MHz 的电压反馈运放的技巧与经验法则。
运算放大器稳定性分析3
Several example circuits ready for open-loop simulation are shown here. They can be used for review if there is confusion regarding where to break the loop in many standard circuit configurations. Note that for proper stability analysis, any output loading must remain directly on the output of the op amp and should not be placed on the other side of the inductor. Doing so would remove the effects the output loads have on the op amp output. 很多电路可以运用开环 SPICE 电路仿真，在实际电路中不知在何处断开 环路而感到困惑时可以用这些例子作为参考。 注意为了得到正确的稳定性分析结论，运放输出端所接的负载必须直接 体现在电路中，且不应该放置在电感的另外一端，否则就体现不同的负 载效应。
具有恒定跨导的RAIL-TO-RAILCMOS运算放大器设计指导
具有恒定跨导的Rail-to-Rail CMOS运算放大器设计指导陈斯(徐州师范大学物理系电子科学教研室)注：文章中有很多关于MOS方面的基础知识，可能对于你们来说比较陌生，可以去找一些关于这方面的书籍看看。
下学期我会给你们做专门的讲解的。
你们先作个大概的了解，并确定具体的方向。
1引言近年来，随着集成电路工艺尺寸的不断减小，低电压的发展趋势越来越快。
下图为半导体工艺与电源电压的关系。
从图中可以看出，电压随着工艺最小尺寸的减小而不断降低。
电压减小的原因是因为尺寸的减小导致了器件的击穿电压的减小。
此外数字电路的功耗正比于电源电压的平方，因此，为了减小功耗必须降低电源的电压。
但是从模拟电路设计者来看，电源电压的减小会导致模拟信号动态范围的减小。
如果MOS管的域值电压随着电源的降低而等比减小的话，动态范围就不会受到严重的影响。
但由于数字逻辑的原因，域值电压不能大幅地减小，所以低电压会对电路的设计带来一定的影响。
2 一般原理在模拟电路和数模混合电路中，对于低电压的追求逐渐成为集成电路的一种时尚。
然而低电压导致了运算放大器输入共模范围的降低，传统的PMOS或NMOS差分对输入已不能满足大的输入共模范围的要求。
为解决这一瓶颈，rail-to-rail运算放大器随之而产生。
通常的Rail-to-Rail运放采用两级结构，运放的输出级可以采用简单的class-A或class-AB来实现，难点在于输入级的设计。
输入级一般采用PMOS和NMOS并联的互补差分结构，但其跨导在整个共模输入范围内变化两倍。
这种跨导的变化不仅影响环路的增益, 也会影响运放的频率补偿。
同时，由于输入信号是rail-to-rail ，具有很高的信噪比，因此要求整个rail-to-rail 运放的输入级保持恒定的跨导(g m )。
一般来说，运算放大器的输入级都采用差分放大器的输入模式。
在CMOS 工艺中，差分放大器可以通过PMOS 或NMOS 的差分对来实现。
一种恒跨导CMOS运算放大器的设计
一种恒跨导CMOS运算放大器的设计王怡倢;李会方;温琼;陈志寅【摘要】设计了一种宽带轨对轨运算放大器,此运算放大器在3.3 V单电源下供电,采用电流镜和尾电流开关控制来实现输入级总跨导的恒定.为了能够处理宽的电平范围和得到足够的放大倍数,采用用折叠式共源共栅结构作为前级放大.输出级采用AB类控制的轨对轨输出.频率补偿采用了级联密勒补偿的方法.基于TSMC 2.5μm CMOS工艺,电路采用HSpice仿真,该运放可达到轨对轨的输入/输出电压范围.%A wide-band rail-to-rail operational amplifier working with single power supply of 3. 3 V is designed. Current mirrors and tail current swithes are used to keep the transconductance of the input stage constant. In order to get enough gain and to deal with wider level range, the folded-cascode structure is adopted as the preamplifier. A class AB controJ is used in the outpur stage. The operational amplifier is compensated with the cascoded Miller frequency compensation technique. Based on the TSMC 2. 5 μm CMOS process, the circuit is simulated by HSpice. It can achieve rail-to-rail of signal input and output range.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2011(034)008【总页数】4页(P140-143)【关键词】轨对轨;运算放大器;电流开关;AB类输出级【作者】王怡倢;李会方;温琼;陈志寅【作者单位】西北工业大学电子信息学院,陕西,西安,710129;西北工业大学电子信息学院,陕西,西安,710129;西北工业大学电子信息学院,陕西,西安,710129;西北工业大学电子信息学院,陕西,西安,710129【正文语种】中文【中图分类】TN402-340 引言随着微电子技术的发展，混合信号集成电路得到了广泛应用。
跨导放大器的分析与设计(1)-清华大学模拟集成电路分析与设计
单级OTA
z 输出共模电平 不稳定
依赖于上下 两个电流镜 之间的电流 匹配程度
需要共模反 馈环路来稳 定输出共模 电平
差模半电路
跨导放大器的负载
z 低负载阻抗RL会大幅降低放大器的增益
RL可能是片外负载或来自反馈网络的负载效应
z 反馈系统的高精度要求放大器有高的增益
反馈网络采用高阻值电阻
M2的过驱动电压增加，输出端摆幅减小
z 减小噪声：减小Cgg1，提高M1的特征频率
常用积分公式
单级Cascode放大器
z 减小噪声：减小gm2（减小Cascode管的跨导效率）
M2的过驱动电压增加，输出端摆幅减小 减小gm2/gm1和Cx
两级放大器
推导过程见网 络学堂中上载 的阅读材料
z 降低噪声：增加Cc z 如果CL较小，β较大，第二级对噪声有较大贡献
z 右半平面零点将减小相位裕度
除非gm2>>βgm1
消除右半平面零点的影响
z 消除补偿电容Cc所引起的前馈通路
插入源极跟随器 插入共栅放大器
z 电阻与Miller电容串联
将零点频率推高到无穷远处 将零点移到左半平面，并与非主极点相消
消除右半平面零点：插入源极跟随器
z前馈支路由CC
M3
和Cgs3串联组成：
绝大多数集成放大器都 是OTA
电压控制电流源（VCCS） 高输出阻抗
不能驱动低的电阻性负 载
采用电容性反馈（如开 关电容电路）
提要
z 跨导放大器的基本概念 z 单级跨导放大器 z 两级OTA的基本特性 z 两级OTA的频率补偿：Miller补偿 z 反馈型OTA中的噪声 z 两级OTA的设计 z 阶跃响应：线性建立过程 z 阶跃响应：放大器中的压摆问题
运算放大器的稳定性4―环路稳定性主要技巧与经验
运算放大器的稳定性4―环路稳定性主要技巧与经验运算放大器的稳定性第4部分（共15部分）：环路稳定性主要技巧与经验作者：Tim Green，TI公司本系列的第4部分着重讨论了环路稳定性的主要技巧与经验。
首先，我们将讨论45度相位及环路增益带宽准则，考察了在Aol 曲线与1/β曲线以及环路增益曲线Aolβ中的极点与零点之间的互相转化关系。
我们还将讨论用于环路增益稳定性分析的频率“十倍频程准则”。
这些十倍频程准则将被用于1/β、Aol及Aolβ曲线。
我们将给出运放输入网络ZI与反馈网络ZF的幅度“十倍频程准则”。
我们将开发一种用于在1/β曲线上绘制双反馈路径的技术，并将解释为何在使用双反馈路径时应该避免出现“BIG NOT”这种特殊情况。
最后，我们将给出一种便于使用的实际稳定性测试方法。
在本系列的第5部分中，这些关键工具的综合使用使我们能够系统而方便地稳定一个带有复杂反馈电路的实际运放应用。
环路增益带宽准则已确立的环路稳定性标准要求在fcl处相移必须小于180度，fcl是环路增益降为零时的频率。
在fcl处的相移与整个180度相移之间的差定义为相位余量。
图4.0详细给出了建议用于实际电路的经验，亦即在整个环路增益带宽（f≤fcl）中设计得到135度的相移（对应于45度的相位余量）。
这是考虑到，在实际电路中存在着功率上升、下降及瞬态情况，在这些情况下，运放在Aol曲线上的改变可能会导致瞬态振荡。
而这种情况在功率运放电路中是特别不希望看到的。
由于存在寄生电容与印制板布局寄生效应，因此这种经验还考虑在环路增益带宽中用额外的相位余量来考虑实际电路中的附加相移的。
此外，当环路增益带宽中相位余量小于45度时，即可能在闭环传输函数中导致不必要的尖峰。
相位余量越低及越靠近fcl，则闭环尖峰就会越明显。
180135-135oFrequency90(Hz)450-45Loop Stability Criteria:<-180 degree phase shift at fcl -135 degree phase shift at all frequencies <fcl Why?: Because Aolis not always “Typical” Power-up, Power-down,Power-trans ient ?Undefined “Typical”Aol Allows for phase shift due to real world Layout & Component Parasitics图4.0：环路增益带宽准则图字（上下、左右）：Aolβ（环路增益）相位曲线、-135°“相移”、频率(Hz)、45°“相位余量”环路稳定性标准：在fcl处相移< -180度θ设计目的：在所有< fcl的频率上，都有相移≤-135度原因：因为Aol（开环增益）并不总是“典型”，考虑到实际电路布局与器件的寄生效应，存在着功率上升、下降及暂态现象→这些是未定义的“典型”Aol。
一种恒跨导输入级轨到轨运算放大器的设计
• 189•基于CSMC 0.5um工艺设计了一种输入级恒跨导、高增益轨到轨运算放大器，输入级采用尾电流补偿结构实现了运放在全电压输入范围内输入级的恒跨导，输出级采用MOS管耦合AB类输出级实现全摆幅输出。
利用Pspice对该运算放大器仿真得到开环增益116dB，相位裕度45.6°，单位增益带宽约6.1MHZ，全电压输入范围内输入级跨导变化约为1.2%，实现了输入级跨导在全电压输入范围内的恒定。
传统的轨到轨运算放大器由于输入级跨导变化较大的原因很难进行合理的频率补偿，从而给电路的稳定性带来了很大的不确定性。
为了确保输入级跨导的恒定，以往常采用电流镜技术、电流平方根法、冗余差分对法等。
本文在详细研究了1:3电流镜电路的基础上采用了一种输入级尾电流补偿的方法设计了一款输入级恒跨导运算放大器，该运算放大器在全电压输入范围内实现了输入级跨导的基本恒定。
1 传统轨到轨运放输入级设计传统的轨到轨运放常采用互补差分对管作为运放的输入级，如图1所示。
图1 传统轨到轨运放输入级三极管的跨导：其中q为电子的电量，k为玻尔兹曼常数，T为热力学温度，所以对于任意的NPN或PNP管其跨导都与集电极偏置电流IC成线性关系。
当输入共模电压V in 在（V I1为电流源I1上的压降，V BE1,2为Q1、Q2管发射结导通压降）时PNP对管导通，NPN对管截止，此时输入级的跨导为PNP 对管的跨导：。
同理，当输入电压时NPN对管导通，PNP对管截止，此时输入级的跨导NPN 对管的跨导：。
当输入电压为时，此时输入对管全部导通，输入级跨导为两对对管单独工作时跨导之和。
综上，传统输入级的跨导在全电压输入范围内变化值接近2倍。
无法实现输入级的跨导在整个电压输入范围内保持恒定。
2 恒跨导轨到轨输入级设计通过对经典轨到轨运算放大器输入级的分析，三极管作为输入管时，其跨导与导通管的集电极电流成线性关系。
通过控制输入管导通时集电极电流的大小就可以改变输入级的跨导。
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１ 引言
Ｃ Ｏ 模拟运算放大器相对于Ｂｐｌ模拟运算 Ｍ ｓ ｉ ａ ｏｒ
放大器，在功率耗散、版图面积以及与集成电路内 部数字部分的兼容性上有着明显的优势， 作为集成 电路的一个重要组成模块， 在很多领域得到广泛应
用 。
示，由Ａｌ Ａ 两级组成。如果运算放大器需要 ， ２
驱动一个低阻或大的容性负载，图中还需要加入一 级单位增益缓冲级 Ａ ，一般情况下，传统的两级 ３ 结构就可以满足大多数应用条件。
虽然设计指标没有对转换速率做出要求， 但是 为了在单位阶跃 （－１ ０ Ｖ）的作用下保证 ２ ０ ｓ ５ｎ 的
共模输入范围： 输 出电压摆幅： 静态功耗 ： 单位增益带宽： 正 向建立时间： 反 向建立时间：
２ －１ Ｖ ． －． ２ ８ 士２ ４ ．Ｖ ４ １０ ６ ｕＷ ７ ＭＨ ６ ｚ １６ ２ｎ ｓ ３４ ６ｎ ｓ
一个理想的偏置电路是电路稳定的良好保障。 为了加强电路对温度和工艺的稳定性， 一般采
主极点的 位置可以由９２ ｍ给出， 达到 ．和ｇ。 要
要求的单位增益带宽和相位裕度要求
ｇ厂Ｇ Ｃ １７ｍ ｏ ｇ６ ｇ２ ． Ｌ －５ｇ ｈ； ／ ｍ一２ Ｃ ／ ｍ ＢＣ ｍ ２
单位
Ｖ
ｇ， Ｉ２Ｉ ２ ＲＣ Ｒ
一ｇｍ
Ｖ ．
Ｋ ，
又
５ ０士 １ ％ ０
１ ＡＮ ２ ２ Ｖｌ
０ ４ ＝ｇ ） ． （ １ ０Ｌ ｍ
０ １ ＝１ ） ． （ ２ｍ ０Ｌ １
０４ ．
０． ７
０ ５Ｌ １ （＝ Ｒ ） ． ０ ｍ ０ １ ＝ｗ ） ． （ ２ｍ ０Ｌ
０． ７ ５
Ｐ２＝
Ｃ ２
ｓｒ ｔ ｅｗ ｔｕｃ ｕｒ
ａｓ
ｏ ｔｉｅ ， ｔｅ ｃｉｓ ｂｌｙ ｓ ｒｖｄ ａ ｙ ｂａ ｄ ｓ ｈ ｃ ｕｔ ｉｔ ｗ ｉ ｐｏ ｅ ｇｅｔ ． ｎ ｏ ｉ ｒ ｔ ｉ ａ ｍ ａ ｒ ｌ
Ｋｅ ｗ ｒｓ Ｏ ｍ ｓ ｆ ｑｅｃ ｃｍ ｅｓ ｉ ｓ ｂ ｉ ｃｎｔ ｔ ｍ ｄ： Ａ ｐ； ｒ ｕｎｙ ｐｎａ ｏ ； ｔ ｉｔ； ｓ ｎ ｇ ｙ ｏ ｐ ｅ ｏ ｔ ｎ ａ ｌｙ ｏ ａ －
共模输入范围Ｉ ＭＲ要求 Ｃ
ＩＭ 一 Ｖ ＋ Ｔ Ｃ Ｒ 二 Ｓ ＶＩ Ｓ ＋
Ｉ５ Ｄ
，Ｃ （／） ＂ ．Ｗ Ｌ ｎ ５ ．
Ｍ １
表 ２ 器件尺寸和偏置电流
ＷＲ ／ｍ
３９ ３９ ３６
３６
Ｌｇ ／ｍ
０． ８ ０． ８ ０． ８
０． ８ ０． ８ ０． ８ ０． ８ ０． ８
２ ．９ ６ ９ ２．
Ｍ ７
Ｍ ８
５
５一 定ｇ 的 种恒 ｍ 偏置电 路
由上面的分析可知，极点、Ｇ Ｂ、零点的位置
ＩＩ ＼ ＋４Ａ＋ ７ ＤＤＡ Ａ ６ Ａ ５７ Ｘ ２ ）
与 各个管 ｇ和电 值 密相关。 度 子的 ｍ 阻 紧 温 及工艺的
不稳定会直接影响到电路的频率稳定。也就是说，
叽嗽 ／ ２ ６０ Ｌ６ ０ Ｌ ）１
建 立时间， 至少要 满足Ｓ＋ 。 Ｃ ｝１＇ ， Ｒ＝ ／ ｃ ０Ｖｓ 几 ， ＞ ／
转换速率：
ＰＳ ＲＲ＋：
９ ｅ Ｖｓ ． ６ ９ ／
１５Ｂ １ｄ
Ｓ－ ／ ｚ ０Ｖｓ 运 放 器 静 功 Ｒ＝ Ｃ ）１ ／ 算 大 的 态 耗 Ｉ Ｄ ７ ＇ ｏ
要小于２ ０ Ｗ， ５ｍ 要求 （Ｄ＋ ） ＋Ｄ Ｇ ＶＤ Ｖ Ｉ５Ｉ７ Ｓ（ Ｓ Ｄ ）
ＺｅＩ Ａｉｄｆ ／ － Ａ Ｉｔ ａ 解 Ｗ － Ａ － Ｄ． ｓ＜ ｉ５ ＇ ｇ ． Ｑ ｎ ａ ｎ ＆ ４ ｄ ４
一种宽带运放的设计及恒定跨导 电路稳定性分析
魏 汝新 ’ ，魏福 立 ２ ，李肇基 ‘
（． １ 电子科技大学 Ｉ Ｃ设计中心，成都 ６ ０ ５ ； 河北半导体研究所，石家庄 ０ ０ ５ ） １０ ４ ２ ． ５ ０ １
２ ０ 年 ７月 ０５
经典的两级Ｃ ｓ ＭＯ 运算放大器结构图如图１ 所
ｒ 一
Ｖ
图 １两级运放 结构框 图
６ ６
半导体技术第 ３ 卷第 ７ 。 期
万方数据
「 夔
擎 黔胭．．．．．．．．州彰， 分 翱 ．ｏ ｅｐ ｎｍ ｄ ｄｅ ｅｎ ｖｔ ｌ ｅ
：４ ｄ （０ｋ ｚ ０Ｂ ８０Ｈ ）
万方数据
嗜
Ｉｅｄｆ ７ ｅｒ ｌ默 ，ｓ Ｄｎｏ ｓｖ Ａ ｉ ｇｅ ｎ ａｌ ｄ ｐ ｔ ＂
补偿技术的基本原理 。 直流增 益 ： ８． Ｂ ８ｄ ４
４ 偏置和器件尺寸设计
运放的稳定性要求相位裕度至少达到６ ０， ０ 这
就要求Ｃ ： ２ ２ ｃ ． Ｃ． ０ ２
Ｊｌ ２０ ｕｙ ０ ５
有Ｒ ａ
一一
Ｃ＋ ２ ｃ Ｃ ｅｓｅ
ｌ 了
、
、
，／ 十
，． ｌ
、
、 ！
Ｃ ｃ
ｇ
ｍ
， ‘
少 ／
这就是消零 电阻密勒
Ｓｍ ｃｎ ｕ ｔｒ ｈ ｏｏｙ ｌ３ Ｎ ． ７ ｅ ｉｏ ｄ ｃｏ Ｔｃｎ ｌｇ Ｖ ． ｏ ７ ｅ ｏ ０ ６
Ａ ａ ｓ ｏ ｔｅ ｂ ｉ ｏ Ｃ ｎｔ ｔ ｍ ｃｉ ｎｌ ｉ ｎ Ｓａｉｔ ｆ ｓ ｎ－ Ｃｒｕ ｙ ｓ ｈ ｔ ｌｙ ｏ ａ ｇ ｉ ｔ
ＷＥ Ｒ －ｉ＇ Ｗｅ Ｆ －ｚＬ Ｚ ａ一 ＇ Ｉ ｘｎ， ｉ ｌ， ｈ ｏ ｉ ｕ ｕ ｉ Ｉ
１ ｈ （． Ｄ ｓ ｎ ｎｒ， ｉｅｓｔ ｏ Ｅ ｅｔ ｎｃ ｉ ｃ ａ ｄ ｃ ｎ ｌｇ ｏ Ｃ ｉａ Ｃ ｅｇ ｕ ６ ０ ５ ， ｉａ １ Ｃ ｉ Ｃ ｔｅ Ｕ ｖｒｉ ｆ ｃｒ ｉ Ｓ ｅ ｅ Ｔ ｈ ｏｏｙ ｈｎ ， ｈ ｎ ｄ ， ０ ４ Ｃ ｎ Ｉ ｅｇ ｅ ｎ ｙ ｌ ｏ ｃｎ ｎ ｅ ｆ
中图分类号： Ｎ ２ ； ３ Ｔ ７２ Ｔ ４ Ｎ
文献标识码： Ａ
文章编号：１０－５Ｘ ２０）７０６－５ ０３３３ （０５０－０６０
Ａ ｌｓｉ Ｗｉｅ ｎ Ｏｐ ｒｔ ｎ ｌ ｌｉｒ ｓ ｎ ｄ Ｃ ａｓ ｃ ｄ Ｂ ｄ ｅａｉ ａ Ａ ａ ｏ ｍｐｉ ｅ Ｄ ｉ ａ ｆ ｅｇ ｎ
（１）
式中ａｇ， ２Ｉ２ ｄＲＲＲＣＣＣＩ ＝ ｍ ． Ｒ１ Ｉ２８Ｉ ｇＲ ＝ ２ｃ
图 ２ 传统两级运算放大器的电路结构
ｂ（ Ｃ）Ｚ（ Ｃ）｝ ｍＲＲＣ＋ ｃ ＝ Ｃ＋ Ｒ＋ Ｃ＋ Ｒ＋ ２ ２ｃ ＲＣ， ２ ｃ ． ｃ ｇ ｝ Ｂ ｃ ＲＲ（．２ ＣＣ＋ Ｚ ＲＣ（Ｉ，ＲＣ） ＝ ｚ Ｃ＋ ＩＣＣ） Ｂｃ Ｃ＋ ２ Ｉ Ｃ Ｃ Ｃ ＋ Ｒ ２ 。
电源抑制比ＰＲ ： ８ｄ （ Ｓ Ｒ ： Ｂ直流） ５
负载电容 ：
电源电压 ：
２Ｆ ｐ
士２５ ． Ｖ
根据指标要求， 采用传统的差分输入级和反相 器输出级分别构建Ｃ Ｓ ＭＯ 运算放大器的第一级和第 二级，采用消零电阻的密勒补偿技术构建运放的频 率补偿 电路。图２是电路的结构图。
电流 ／ｉ Ａ ｉ
２． ５ ２． ５ ２． ５
２． ５ ５ ２５ ２５ ０
ＩＭ ＋ ＶＤ Ｖ ＋ Ｃ Ｒ 二 Ｄ＋ Ｔ ３
Ｉ５ Ｄ
Ｍ ２
２ ｘ Ｌ Ｐ 恤／） ｎ ３ Ｃ ｏ
Ｍ ３
Ｍ ４ Ｍ ５
同 还 保 由 生 容Ｃ３ 入 附 极 必 时 要 证 寄 电 ｇ引 的 加 点 须 ｓ
２２ ３ ００
２０ ５ ｍＷ 。
ＰＳ ＲＲ－ ． ９ｄ １ Ｂ
Ｐ Ｒ ＋ Ｓ Ｒ ： ４ ｄ （０ ｋ ） ２ Ｂ ８ ０ Ｈｚ
Ｐ ＲＲ ： Ｓ － ） ４ ｄ （０ｋ １ ８ ０ Ｈｚ Ｂ
ＣＭ ＲＲ ： １ １Ｂ Ｏｄ
２ 宽带运放设计指标参数要求
本文介绍的宽带运放指标参数要求如下： 直流增益 ： 多８ｄ ５Ｂ 输入共模范围ＩＭＲ 士１ ５ Ｃ ．Ｖ ７ 输出摆幅 ： 士２２ ． Ｖ 功率耗散 ： ２０ Ｗ ５ １ １ 单位增益带宽 ： ５ ＭＨ ０ ｚ 建立时间 ： ２０ 士０１ ５ｎ ｓ ． ％ 共模抑制比Ｃ Ｒ ｝ ８ｄ ＭＲ ， ５Ｂ ： ＞
（ ３）
ｒ
ＶＩ ／ ２
ｖ
２ ｆ｝ １Ｆ ｉ
０ｓ ．
一１ Ｐ３ 万 万 ＝二 万
长叭
（ ４）
３ 小信号模型与传输函数分析
图３ 运放小信号工作时的等效电路图， 是图２ 其
１
Ｚ＝万 ／ ， ，
ｃｃ ９ ２ ｅ ） ａ ， ／ 一ｔ ｋ ｍ ｌ
ｎ ２Ｈｅ ｅ Ｓ ｍｉｏ ｄ ｃｏ Ｒ ｓ ａ ｃ Ｉｓｉ ｔ， ｉ ａ ｈ ａ ｇ ０ ５ ，ｈ ａ） ． ｂ ｉ ｃ ｎ ｕ ｔｒ ｅ ｒｈ ｔ ｕｅ Ｓ ｊ ｚ ｕ ｎ ０ ０ １Ｃ ｉ ｅ ｅ ｎ ｔ ｈｉ ５
Ａ ｓ ａｔＴ ｅ ｉ ｏ ｉｅ ｄ ： ｄｓ ｎ ｗ ｄ ｂｎ Ｃ ｓ Ａ ｐ ｉ ｒｄ ｃｄ Ｂ ｓｄ ｔｅ ｌ ｉｏ ｓ ｂｔ ｃ ｈ ｅ ｇ ｆ ａ ＭＯ Ｏ ｍ ｉ ｎ ｏｕｅ． ｅ ｏ ｈ ａａ ｓ ｆ ｒ ｐ ｓ ｔ ａ ｎ ｎ ｙ ｓ － ｄｍ ｉ ｔ ｎｆ ｆｎｔ ｎ ａｄ ｐｉｃ ｌｏ ｆ ｑｅｃ ｃｍ ｅｓｔ ｎ ｔｅ ｅｔｏ ｃ ｃｉｔ ｎｆ ｏ ａ ｒ ｓ ｒ ｃ ｏ ， ｔｅ ｎｉ ｅ ｒ ｕｎｙ ｐｎａ ｏ ， ｅｆｃ ｎ ｕｔ ｓ ｒ ｎ ｅ ｕ ｉ ｎ ｈ ｒ ｐ ｆ ａ ｅ ｏ ｉ ｈ ｆ ｓ ｉ ｒ ｒ ｅ ａ ｆ ｎ ｔｏ ｗｅ ｅａａ ｓ ． ｂ ｓ ｉｔ ｗ ｓ ｉ ｕ ｄｒ ｋ ｄ ｏ ｃｎ ｉｏ ｓａｄ ｉ ａｂ ｓ ｕ ｃ ｉ ｎ ｒ ｎｌ ｅ Ｔ ｅ ｓ ｂ ｉ ｙ ｄ ｈ ｉ ｔ ｌｙ ｓ ｄｅ ｎ ｅ ａ ｉ ｓ ｏｄｔ ｎ， ａ ｄ ｌ ａ ａ ａ ｔ ｄ ｕ ｌ ｎ ｆ ｉ ｌ ｎ ｎ ｅ ｉ ａ
１１ ２
Ｍ ６
ｇｍ ：
要 于 叉 率 ‘ 万 丁 ｌ 所 高 交 频 的０ 瓦 ）Ｏ ） 以 倍 Ｇ， Ｂ