09年全国大学生电子设计大赛优秀作品选集(1)

本设计采用 MSP430F169 单片机，它有两路 D/A、8 路 A/D，可以轻松地实现连续的 电压电流采集。单片机由此数据计算出实时功率后根据 MPPT 算法自动调整，当 则3d.P提降/低高dU效U，率>最0方时终法通达：过到增dP加/系dU统的= 输0的入最阻大抗功增率加点实跟际踪得。到的输入电压 U 以提高功率，反之
利用锁相环 CD4046 可以实现图输2入锁信相号环的电倍路频框和图同步，输入频率 45-55Hz，经 256 倍频后为 11.52KHz-14.08KHz 信号，送给单片机作为系统同步的时钟。单片机用 DDS 原理产生幅度可调的正弦信号，此时钟作为 D/A 输出的时钟，即可追踪输入信号的相位 和频率。此正弦信号送给本设计中自闭环的 DC-AC 逆变器作为输入， 输出电压就可以 与参考输入 Uref 同频同相。为保证快速锁定，需要调整 R1、R2、C1 的值使锁相环中心 频率稳定在 50Hz。 2.MPPT 最大功率点跟踪的实现：
方案二：使用模糊逻辑控制(Fuzzy Logic Control)等现代 MPPT 跟踪方法。这类算 法的优点是对于非线性的光伏发电系统能够取得良好的控制效果，但控制方法复杂，系 统开销很大，故未采用此方案。
图 1 原理框图
II
在实际制作中，我们选用 CD4046 锁相环芯片，功率 MOS 管 IRF540 等性价比较高的 器件，采用基于 MSP430F169 单片机的经典控制算法，较为出色地完成了各项指标要求。 理1.频论率分跟析踪与电参路数设计计算：
DC-AC 逆变方案比较：
方案一：用 DSP 或 FPGA 产生 SPWM 信号驱动半桥或全桥式 DC-AC 变换器，经输出 LC 滤波后得到逆变信号。此方案的缺点在于 SPWM 控制为开环，在功率电源和负载变化 时难以保证波形的失真度满足题目要求。
方案二：采用 D 类功放中自振荡式模型的逆变拓扑，利用负反馈的高频自激产生所 需的 PWM 开关信号。此方案为闭环系统，在功率电源和负载变化时波形基本无失真，且 硬件电路简单。因此本设计采用了方案二。 锁相方锁案频一方：案用比高较速： A/D 实时采集正弦参考信号 Uref 和输出电压的反馈信号，两者进 行比较，利用滞环比较控制算法控制主电路产生 PWM 驱动信号，从而实现波形跟踪。此 方案对单片机和 A/D 的速度要求均比较高，系统软件开销很大。
TI 杯（四川赛区，陕西赛区，湖北赛区，江苏赛区）
2009 年全国大学生电子设计竞赛优秀作品选集
德州仪器半导体技术（上海）有限公司大学计划部 2009-12-8
I
光伏并网发电模拟装置
全国一等奖 西安电子科技大学 刘东林 何昊 郭世忠 摘要 本设计利用锁相环倍频、比较器过零触发和单片机 DA 产生与输入信号同频同相且幅值 可控的正弦波 ，作为 DC-AC 电路的输入参考信号，其中 DC-AC 电路采用 D 类功放中自激反 馈模型，利用负反馈的自激振荡产生 SPWM 波，实现了输出波形的内环控制。单片机实时采 集入口电压电流并计算，实现最大功率点的跟踪，完成了题目的要求。在 30 欧额定负载下， 实测效率高达 89%，失真度极低。频率相位均能实现小于 1 秒的快速跟踪，跟踪后相差小于 0.9 度，且具有欠压、过流保护及自恢复功能。 关键词：锁相环；DC-AC；MPPT 一、 方案论证与比较
方案二：利用锁相环的锁相锁频功能，将参考信号倍频，产生与其同步的时钟，以 此时钟调整输入与输出的频相关系。此方案完全由硬件电路实现，简单方便，因此本设 计采用方案二。 最大方功案率一点：跟采踪用方经案典比M较PP：T 算法，对光伏阵列的输出电压电流连续采样，寻找dP / dU 为零的点，即为最大功率点。
二、 电路与程序设计
III
1.DC-AC 电路
图 5 自振ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ逆变器框图
DC-AC 逆变器由自振荡原理的 D 类功率放大器构成，利用负反馈的高频自激，产生 驱幅动度器较弱驱动的高MO频S 管振半荡叠桥。加在工频信号上，经过比较器产生高频 SPWM 开关信号通过浮栅
图 6 DC-AC 逆变器电路图
由于负反馈在工频上是稳定的，因此输出的信号的放大倍数由 R2 与 R4 的分压比决 定，而自振荡（产生的 SPWM）频率可通过微调补偿网络中的电阻、电容值来调整,实际 中综合考虑损耗和滤波电路的设计,选定频率约为 28KHz 左右，保证输出电压在功率电 源这种HV逆DC变范器围自内身，闭比环例，放整大个系电数路选只为使用12一。个比较器，可以根据负载的变化自动调整 SPWM 的占空比，使输入输出电压始终成比例关系。
开关电源电路设计中的主要损耗包括：场效应管的导通电阻损耗和开关损耗；滤波 电路中电感和电容的损耗。综合考虑成本和性能，本电路选用了 IRF540，其导通电阻 仅为 77 毫欧，输入结电容为 1700pF。在带载额定电流 1A 时，全桥的静态功耗 Pon = 4* I 2 × Ron = 0.308W 。由于滤波电感和电容工作在高频下，起储能释能作用， 因此电感要尽量减小内阻，并保留 1mm 磁隙防止饱和，电容则要选取等效串联电阻 ESR 较小的高频低阻类型，以减小在电容上产生的功率损耗。本作品中所用的电感线圈为多 股漆包线并绕以减小高频下导线集肤效应带来的损耗，并使用铁氧体材料的磁芯以减小 其4.磁滤滞波损参数耗。设电计容：则选用聚丙烯电容，它具有较好的高频特性、稳定性和较小的损耗。
滤波电感使用直径 36mm 磁罐，加 1mm 磁隙，用 0.4mm 漆包线 5 股并绕 20 匝，实测 电感为 200uH 左右；为减小通带衰减，取截止频率为 5kHz,百百倍于基频，得 C=4.7uF。 为进一步减小正弦波谐波分量，又用 60uH 铁粉环电感与 0.68uF 电容进行了二次滤波， 最终效果比较理想。
在本设计中，使用两个上述的自振荡逆变器构成平衡桥式 (死Ba区l的ancIeRd210T9r4an浮sf栅o驱rme动r器L驱es动s)IDRCF-5A4C0变功换率器NM，OS以管L，M获39得3 作了逆较变高的的比效较率器和，极配低合的自失带真 度。