变容二极管模型
变容二极管调频电路设计
摘要变容二极管调频电路包含有主振电路和调频电路两部分。
主振电路有LC正弦波振荡器构成，调频电路有变容二极管和电容、电阻构成。
该设计给出变容二极管调频电路的工作原理和设计电路图，并对电路的主要性能参数进行分析。
介绍了变容二极管的性质和各部分组成电路，最后还附有元器件清单和参考文献。
第一章变容二极管调频电路的基本原理第二章元器件及各部分电路的介绍变容二极管的特性概述变容二极管是根据PN结的结电容随反向电压大小而变化的原理设计的一种二极管。
它的极间结构、伏安特性与一般检波二极管没有多大差别。
不同的是在加反向偏压时，变容二管呈现较大的结电容。
这个结电容的大小能灵敏地随反向偏压而变化。
正是利用了变容二极管这一特性，将变容二极管接到振荡器的振荡回路中，作为可控电容元件，则回路的电容量会随调制信号电压而变化，从而改变振荡频率，达到调频的目的。
三极管VT——起放大作用。
在输入信号的控制之下，通过三极管将直流电源的能量，转换为输出信号的能量。
负载电阻Rc、RL——将变化的集电极电流转换为电压输出。
偏置电路Rb1、Rb2、Re——提供合适的偏置，保证三极管工作在线性区，使信号不产生失真。
这种由上下两个电阻Rb1，Rb2提供偏置的形式也称为分压偏置，或称为射极偏置。
耦合电容C1、C2——输入耦合电容C1保证交流信号加到发射结，但又不影响发射结偏置。
输出耦合电容C2保证信号输送到负载，不影响集电结偏置。
直流电源VCC——为放大电路提供工作电源，给三极管放大信号提供能源变容二极管偏置电路电源V1、电阻R12，电位器R13，以及电阻R14为变容二极管工作提供合适的静态工作点，并保证变容二极管工作在反向偏压的情况下。
由于变容二极管的静态电容会随温度、偏置电压的变化而变化，造成中心频率的不稳定，在电路中电容C16 、C17 的加入可以提高振荡电路的中心频率稳定度，也可以减少高频振荡信号对变容二极管的影响，但C3 ，C4 的接入电路，其调制灵敏度和最大偏频都会受到影响。
利用SPICE模型的参数选择二极管
利用 SPICE 模型的参数选择二极管(2009-09-26 14:10:20)转载▼标签： spiceit 前言 仿真软件的使用大大缩短了电路设计的周期，而在大部分软件所提供的元件库中，仿真元件 都是以其 SPICE 模型的参数作为基础的。因此，电路设计者在选择元器件进行电路设计仿真 时往往面临诸如对元件的 SPICE 模型参数物理意义不了解及难于将公司提供的该芯片的数据 资料中的物理量与其 SPICE 模型参数相对应等一系列问题。对此，文中给予了相应的解释和 说明。 一．二极管的 SPICE 模型参数 二极管分为静态模型参数和动态模型参数两种。其中作为已知参数，可以直接由工艺过程或 器件材料决定的有禁带宽度 EG，饱和电流温度指数 XTI，闪烁噪声系数 KF 和闪烁噪声系数 AF。静态模型是通过 I~V 曲线来反映的，参数主要有反向饱和电流 IS，反向击穿电压 BV， 发射系数 N，反向击穿电流 IBV，梯度系数 M，内建电势 VJ 和串联电阻 RS。动态模型是通 过 C~V 曲线体现的，参数主要有零偏结电容 CJ0，渡越时间 TT。元件测量温度 TNOM，XTI， EG 则反映了饱和电流随温度变化的特性。根据不同种类二极管的应用，应对这些 SPICE 参 数值进行有针对性的选取。 1.1 反映二极管静态特性的 SPICE 参数 1.1.1 （反向）饱和电流 IS 单位(A) 考虑理想情况下变容二极管的 I~V 特性,关系如下[1]： (1) 其中, VT 为半导体热电势,表达为: 。V 为外加偏压,q 为电子电荷，K 为波尔兹曼常数,T 为绝 对温度。当外加反偏压的绝对值足够大时，I 值约等于 SPICE 参数中的反向饱和电流 IS。由 半导体基本理论推出[1]： (2) A 为势垒区截面积，np0 和 p n0 分别为载流子产生与复合率相等情况下 P 区的单位体积的少 子电子数和 N 区的少子空穴数（少子浓度），Ln 和 Lp 分别为少子电子和少子空穴的扩散长 度，和 为空穴和电子寿命。 1.1.2 发射系数 N 考虑非理想情况下少数载流子在穿越势垒区时的复合,(1)式被修正为: (3) 其中 N 为用来反映势垒区复合程度的发射系数，其取值范围为 [1，2]。 1.1.3 VJ：内建电势（V） 二极管的内建电势 VJ 是由平衡 PN 结空间电荷区内的内建电场引起的，它是由图 1. 二极管 的 I/V 特性半导体的材料决定的。它是 N 区和 P 区间存在的电势差，定义如下[1]： (4) 其中， 和 分别代表 P 区的空穴浓度和 N 区的电子浓度，电子(空穴)从 N(P)区到 P(N)区必须 克服势垒。由（5）式可知，本征载流子浓度越小，则 VJ 越大。由于禁带宽度 EG 影响着电 子从价带底跃迁到导带顶的难易，从而决定了本征载流子浓度 ni，因此，根据（5）还可推 出在特定温度下，以下三种常用材料的 VJ 大小关系为：GaAs>Si>Ge。 1.1.4 IBV 反向击穿电流（A）与 BV 反向击穿电压（V） 当外加反向偏压增至某值时，反向电流会迅速增加。发生击穿存在两种可能性，一种是由势 垒区在高电场下共价键断裂产生的大量电子引起的齐纳击穿。另一种是因少子渡越 P-N 结空 间电荷区时,受其电场加速获得足够大的动能以轰击晶格中的束缚电荷,电离出电子空穴对, 引发连锁撞击导致雪崩击穿。I~V 反向曲线上的反向击穿电流 IBV 参数的值是由半导体生产 厂家确定的，对应该值的电压被定为反向击穿电压 BV。分析可知，当二极管的禁带宽度 EG
基于Multisim的变容二极管特性分析与仿真
果表 明 电路 的各 项性 能与理 论 分析 结果相 一致 ；在仿 真数 据 的基 础 上进行 了曲线拟合 ，拟 合数 据与理 论相 致 ，并且能 显示 出一 些无 法用 电子仪 器设备 显 示的波形 和 曲线 ，使 结 果更 直观 ，更 易于理 解。 关键词 ：Ｍｕ ｌ ｔ ｉ ｓ ｉ ｍ；变容 二板 管 ；静 态调 制特性 ；动 态调 制特 性 ；仿 真分 析 ；
学院学报 ： 自然科学版 ，２ ０ １ ０，１ ７（ ２ ） ：１ ３ ３ ．
对电路的理解 ，而且也提高了对调频 电路的设计效
率。
参考文献 ：
［ １ ］ 黄亚平．高频 电子技 术 ：第 ２版 ［ Ｍ］ ．北京 ：机械 工
业 出版社 ， ２ ０ ０ ９．
（ 责 任编 辑 ：龙 海波 ）
表１ 变容管反偏压变化时的振荡频率与 结电容
由表 １ 数 据可见 ：
变容二极管结 电容 Ｃ 逐渐减小 。 由此可得 以下结论 ： （ １ ）变容二极管处 于反 向偏 置状态时 ，可 由 其构成调频电路。 （ ２ ）变容二极管是一种 电压控制可变 电抗元
・
（ １ ）当变容 二极 管反偏 电压 由小变 大时 ， 振荡频率厂 逐渐增大；
ｃ ｙ ｍｏ ｄ ｕ ｌ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ｗ ｅ ｒ ｅ ａ ｎ ａ ｌ ｙ ｚ ｅ ｄ ａ ｎ ｄ ｓ ｉ ｍｕ ｌ ａ ｔ ｅ ｄ ．Ｔ ｈ ｅ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ｐ ｒ ｏ ｐ ｅ ｒ ｔ ｉ ｅ ｓ ｏ ｂ ｔ ａ ｉ ｎ ｅ ｄ ｂ ｙ ｓ ｉ ｍｕ ｌ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ａ ｒ ｅ ｃ ｏ ｎ ｓ ｉ ｓ ｔ ｅ ｎ ｔ ｗｉ ｔ ｈ
ｕ ｌ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ａ ｎ ｌｙ ａ ｓ ｉ ｓ
二极管的电容效应、等效电路及开关特性
二极管的电容效应、等效电路及开关特性二极管的电容效应二极管具有电容效应。
它的电容包括势垒电容CB和扩散电容CD。
1.势垒电容CB(Cr)前面已经讲过，PN结内缺少导电的载流子，其电导率很低，相当于介质;而PN结两侧的P区、N区的电导率高，相当于金属导体。
从这一结构来看，PN结等效于一个电容器。
事实上，当PN结两端加正向电压时，PN结变窄，结中空间电荷量减少，相当于电容"放电"，当PN结两端加反向电压时，PN结变宽，结中空间电荷量增多，相当于电容"充电"。
这种现象可以用一个电容来模拟，称为势垒电容。
势垒电容与普通电容不同之处，在于它的电容量并非常数，而是与外加电压有关。
当外加反向电压增大时，势垒电容减小;反向电压减小时，势垒电容增大。
目前广泛应用的变容二极管，就是利用PN 结电容随外加电压变化的特性制成的。
2.扩散电容CDPN结正向偏置时，N区的电子向P区扩散，在P区形成一定的非平衡载流子的浓度分布，即靠近PN结一侧浓度高，远离PN结的一侧浓度低。
显然，在P区积累了电子，即存贮了一定数量的负电荷;同样，在N区也积累了空穴，即存贮了一定数的正电荷。
当正向电压加大时，扩散增强，这时由N区扩散到P区的电子数和由P区扩散到N区的空穴数将增多，致使在两个区域内形成了电荷堆积，相当于电容器的充电。
相反，当正向电压减小时，扩散减弱，即由N 区扩散到P区的电子数和由P区扩散到N区的空穴数减少，造成两个区域内电荷的减少，、这相当于电容器放电。
因此，可以用一个电容来模拟，称为扩散电容。
总之，二极管呈现出两种电容，它的总电容Cj相当于两者的并联，即Cj=CB + CD。
二极管正向偏置时，扩散电容远大于势垒电容Cj≈CD ;而反向偏置时，扩散电容可以忽略，势垒电容起主要作用，Cj≈CB 。
二极管的等效电路二极管是一个非线性器件，对于非线性电路的分析与计算是比较复杂的。
为了使电路的分析简化，可以用线性元件组成的电路来模拟二极管。
变容二极管调谐电路
变容二极管调谐电路
摘要：
一、变容二极管概述
二、变容二极管在调谐电路中的作用
三、调谐电路的组成与原理
四、变容二极管在调谐电路中的应用实例
五、总结
正文：
一、变容二极管概述
变容二极管，又称可变电容二极管，是一种具有可调电容特性的半导体器件。
它主要用于电子电路中的频率调谐、振荡、放大等电路。
变容二极管的结构主要由N 型半导体和P 型半导体构成，通过调整两者之间的接触面积，可以改变其电容值。
二、变容二极管在调谐电路中的作用
在调谐电路中，变容二极管的作用主要体现在以下两个方面：
1.调整电路的频率：通过改变变容二极管的电容值，可以改变振荡电路的频率，从而达到调谐的目的。
2.改善电路的性能：在实际电路中，由于各种原因，如元器件参数的不一致、温度变化等，可能导致电路的性能发生变化。
通过调整变容二极管的电容值，可以有效地补偿这些因素对电路性能的影响。
三、调谐电路的组成与原理
调谐电路主要由LC 振荡电路和变容二极管组成。
其中，LC 振荡电路包括主电感L1、电容C1 和C2（串联电容）等元器件。
在电路中，通过改变变容二极管的电容值，可以改变LC 振荡电路的谐振频率，从而达到调谐的目的。
四、变容二极管在调谐电路中的应用实例
在实际电路中，变容二极管广泛应用于调谐电路，如收音机、通信设备等。
例如，在收音机的调谐电路中，通过调整变容二极管的电容值，可以使收音机接收到不同频率的广播信号。
五、总结
综上所述，变容二极管在调谐电路中具有重要作用。
通过调整其电容值，可以改变电路的频率，从而达到调谐的目的。
利用SPICE模型的参数选择二极管
二极管等效模型
二极管等效模型
等效电路：选择合适的元件，等效的反映设备或系统在特定工作区域
的实际端口特性
建模——线性化——应用线性电路分析方法分析电路
具有局部线性
的特征
建模
（1）理想模型（Ideal Equivalent circuit ）
反偏时，电阻为无穷大，电流为0
理想二极管的伏安特性
-i u D
u D
i 理想二极管的等效电路
K
正偏时，管压降为0，电阻为0
（2）恒压降模型（simplified equivalent circuit ）
外加正向电压大于U D （on ）时，二极管导通，电阻为0
外加电压小于U D （on ）时，电流为0，二极管截止
-i
u D
u 二二二二二二二二D
i U
恒压降模型特性曲线等效电路
K U D
-+
考虑二极管的导通电压，又考虑二极管的动态电阻。
（3）折线模型(piecewise-linear equivalent circuit)+
-
D
i D
u D
u D
i D
r on
V on
V ; [exp()1];
[ex (126()p )1])
(()
T D D
D D S D T D
S D d D T D
d D D D T D u u r i i U u d di U i g d U mV r g I d m u I U A u ∆==I -∆I -===≈
≈=常温下。
变容二极管
变容二极管Varactors,又称为电压调谐电容Voltage variable Capactors,VVC 或调谐二极管Tuning Diodes,当在二极管两端加上反向偏压时,会产生电容效应,通常变容二极管的电容量,随反向偏压增大而减小;变容二极管优点主要表现在：1体型小巧易于安装；2易于实现自动电子调谐Auto Electronic Tuning,方便遥控的电子调谐器的设计;如今的电视系统或通信系统中的频道选择及呼叫等电路,基本上都由变容二极管完成;1、 变容二极管工作原理变容二极管的等效电路如图4-7a 所示;图4-7 a 变容二极管的等效电路 b 变容二极管的简化等效电路其中,Rp ——反向偏压的结电阻Junction Resistance ；'Ls ——外部引线电感；Ls ——内部引线电感；Cc ——封装电容；Rs ——二极管体电阻；j C ——结电容;通常,等效电路中的电感与封装电容等都可略去不计,简化后的等效电路如图4-7b 所示;一般地,变容二极管与外加电压的关系可表示为 γ)1(0Dj j V v C C -= 4-5 j C 为变容二极管的结电容,0j C 为变容管加零偏压时的结电容；D V 为变容管PN 结内建电位差硅管D V =,锗管D V =；γ为变容二极管的电容变化指数,与频偏的大小有关；v 为变容管两端所加的反向电压;在小频偏情况下,选γ=1的变容二极管可近似实现线性调频；在大频偏情况下,必须选γ=2的超突变结变容二极管,才能实现较好的线性调频;变容二极管的v C j -特性曲线如图2所示;当加入的反向电压为t V V v V v m Q Q Ω+=+=ΩΩcos 时,设电路工作在线性调制状态,在静态工作点Q 处,可得曲线的斜率为V C k t ∆∆=;图4-8 变容二极管的v C j -特性曲线2、变容二极管重要参数：变容比率与Q 值1变容比率,实际上就是在两个不同偏压下的电容量比值,设为R C ,可得近似的变容比率为 γ⎥⎦⎤⎢⎣⎡≈=min max max min )()(V V V C V C C R 4-6 式中,)(min V C ——在偏压最小时的结电容值；)(max V C ——在偏压最大时的结电容值; 可见,变容比率R C 与γ值有关,γ值愈大变容比率R C 愈大;2变容二极管Q 值由简化的等效电路,可导出变容二极管的元件Q 值为222)2(2p s j p s p j R R fC R R R fC Q ππ++= 4-7可见,变容二极管的Q 值并非为定值,而是随外加偏压及频率的变化而变化;通常,s R 阻值小于１欧姆,p R 阻值为1010Ω级,在较高频率时,因)()2(22p s p s j R R R R fC +>>π,可得高频时的Q 值为 sj s R fC Q Q π21=≈ 4-8 可见,由于二极管中等效串联电阻s R 的影响,高频时Q 值将会降低;而在较低频率时,由于等效电路以p R 为主导,忽略22)2(p s j s R R fC R π+的影响,可得此时的Q 值为p j p R fC Q Q π2=≈ 4-9可见,在低的频率段,随着频率的上升,Q 值会有所提高；而在低的频率段的低区,由于反向偏压所引起的结电阻基本为恒值,会导致Q 值下降;由上面的分析可知,变容二极管主要存在以下不足：1品质因素Q 值不够高;早期所用的机械式调谐电容器,元件本身的品质因数Q 值都很高,一般都可达几千;因而应用这类调谐电容器的电路,电路Q 值可由振荡线圈、振荡电容、谐振电阻等元件而定；采用变容二极管为调谐电容后,变容二极管的Q 值通常在几十至几百之间,因而必须注意其Q 值对电路的影响,尤其是频率的低端与高端;2容易受温度影响;由于变容二极管为半导体器件,因而在温度效应上,仍有其先天不足,因此在设计时,应注意温度补偿的问题;常用的补偿设计,可采用的二极管正向导通压降来实现对变容二极管的温度补偿,当温度上升时,二极管正向导通的压降随之减少,因而可使变容二极管上的反向偏压改变;如图4-9所示,二极管D1的正向压降D V 设为,当温度上升后,若D V 降至约为,而in V 保持为恒定,则输出至变容二极管v D 的偏压o V 将会增加;所增加的电压,将会使变容二极管的电容量下降,因而可抵消因温度改变而增加的量;在实际应用时,为使这一电路能有效工作,补偿用二极管的材质特性,宜与变容二极管的相当;且在电路中的安装位置,应与变容二极管处于相同的温度环境;另外,以变容二极管设计的电容控制振荡器co V ,为锁相环路中的主体,且由于其本身已具有反馈环路,由于外因导致的变容二极管上容量产生变化,都可经由反馈而取得补偿,因而不需再加额外的补偿装置;图4-9 正向二极管温度补偿在工程应用中,要注意以下几点：1进行调谐电视频道或调幅广播时,需要较宽的频率范围,因而通常选用1≥γ的超突变结变容二极管；2电容量大的,多用于频率较低的系统,如应用在10M 以下的调幅AM 广播频段； 3调谐变容二极管在选用时应尽量配对使用,因为在几个调谐电路中用的是同一个调谐电压,则要求变容二极管在同一变化的电压下,容量的变化相同,即电压、容量特性的一致性;所以在选用更换时要求要同型号、同色点或同字母;以保证调谐的准确和良好的接收效果;4在很多的技术资料上,都设in V =4V 为最佳工作状况的最低反向偏压值;有时为取得更高的变容比率,可以降低V值,不过必须以牺牲变容二极管Q Q值为代价;m in5在降低反向偏压时,必须注意外加信号电压峰值大小,以避免变容二极管工作在正向导通状态;且在信号电压过大时,将会引发电容调制效应而产生失真;6实际应用变容比率C时,都较手册理论值低,在设计应用时需加注意;R。
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Varactor SPICE Models for RF VCO ApplicationsAPN1004Varactor Equivalent Circuit Model DefinitionsA simplified equivalent circuit of varactor is shown in Figure 1.This varactor model is useful for RF VCO applications although it neglects some parasitic components often needed for higher frequency microwave applications, such as the distributed line package model and some capacitance due to ground proximity.For most RF VCO applications, to about 2.5 GHz, these parasiticcomponents would not be important unless higher harmonics generated by the varactor affects performance of the VCO.In this case, a more detailed equivalent circuit model is needed.The technique used should be based on the varactor model extraction procedure from S-parameter data.A SPICE model, defined for the Libra IV environment, is shown in Figure 2, with the description of the parameters employed.It neglects the package capacitance, C P , its typical 0.10 pF value is absorbed within the junction capacitance C V .Application NoteParallel CapacitanceFigure 1.Simplified Equivalent Circuit of VaractorFigure 2.Libra IV SPICE ModelParameterDescriptionUnit Default IS Saturation current (with N, determine the DC characteristics of the diode)A 1e-14R S Series resistanceΩ0N Emission coefficient (with IS, determines the DC characteristics of the diode)-1TT Transit timeS 0C JO Zero-bias junction capacitance (with V J and M define nonlinear junction capacitance of the diode)F 0V J Junction potential (with V J and M define nonlinear junction capacitance of the diode)V 1M Grading coefficient (with V J and M define nonlinear junction capacitance of the diode)-0.5E G Energy gap (with XTI, helps define the dependence of IS on temperature)EV 1.11XTI Saturation current temperature exponent (with E G , helps define the dependence of IS on temperature)-3KF Flicker noise coefficient -0AF Flicker noise exponent-1FC Forward-bias depletion capacitance coefficient -0.5B V Reverse breakdown voltageV Infinity I BV Current at reverse breakdown voltage A 1e-3ISR Recombination current parameter A 0NR Emission coefficient for ISR -2IKF High-injection knee current A Infinity NBV Reverse breakdown ideality factor -1IBVL Low-level reverse breakdown knee current A 0NBVL Low-level reverse breakdown ideality factor-1T NOM Nominal ambient temperature at which these model parameters were derived °C 27FFEFlicker noise frequency exponent-1Table 1.SPICE Model ParametersT able 1 describes the model parameters.It shows default values appropriate for silicon varactor diodes, which may be used by the Libra IV simulator unless others are specifically defined.The effect of the diode junction is ignored in this model.This simplification ignores the rectifying effect of diode during a positive voltage swing.However, for most RF VCO applications, the lowest practical DC control voltage value is 0.5 V and the magnitude of RF voltage rarely exceeds 0.2 V peak.Therefore, the varactor is maintained in its reverse bias state.However, in a large signal application where it is necessary to consider the diode’s rectifying properties, it may be done by entering the additional diode parameters in the SPICE model defined for the LIBRA IV environment.According to the SPICE model in T able 1, the varactor capacitance, C V , is a function of the applied reverse DC voltage, V R , and may be expressed as follows:C V =+ C P1 +C JOMV R V J()This equation is a mathematical simulation of the capacitance characteristic.The model is accurate for abrupt junction varactors (SMV1400 Series);for hyperabrupt junction varactors the model is less accurate but very reliable.The form is similar to the traditional varactor equation but uses values for V J , M and C P , that were extracted individually from measured C V (V R ) data for each varactor part number.Series resistance, R S , is a function of applied voltage and operating frequency and may be considered constant.The value used should be taken from the specified maximum value or derived from its Q specification.Series inductance, L S , is also considered constant at a value of 1.7 nH.This incorporates the 1.5 nH package inductance with some insertion inductance typical for PC boards in RF wireless applications.Table 2 gives values for Alpha’s plastic packaged varactors that may be used for SPICE model simulation equation.It may be employed for each varactor junction in the SOD-323 and SOT-23 package.It also gives calculated values for the capacitance ratio between 0.5–2.5 V for each diode that is a typical voltage range for battery operated wireless VCO circuits.Note:The values listed for V J, M and C P in the table were empirically determined and do not represent the precise physical or electronic properties of the semiconductor or the package.C JO V J C P R S L SPart Number(pF)(V)M(pF)(Ω)(nH)C0.5/C2.5 SMV112723.9 2.2100.5 1.7 1.68 SMV112927.5 2.8 1.100.4 1.7 1.73 SMV11398 1.20.6500.6 1.7 1.68 SMV114070.44 3.5 1.400.3 1.7 1.68 SMV11417.32 2.2100.7 1.7 1.66 SMV114213.38 2.2100.7 1.7 1.67 SMV114318.99 2.2100.65 1.7 1.67 SMV114424.01 2.2100.65 1.7 1.67 SMV114541.8 2.5 1.100.6 1.7 1.68 SMV114661.13 2.5 1.100.6 1.7 1.68 SMV114789.52 2.5 1.100.55 1.7 1.68 SMV1148104.7 2.25 1.100.5 1.7 1.7 SMV117513.433 1.150 1.0 1.7 1.68 SMV120626.114 1.450.30.7 1.7 1.69 SMV120759.4 6.5 2.320.4 1.7 1.73 SMV121272.4711067 4.50.45 1.7 2.82 SMV121328.9190105 2.20.8 1.7 2.53 SMV121422.74190106 1.50.7 1.7 2.60 SMV121514.36190115 1.1 1.0 1.7 2.73 SMV122325.1910045 2.5 1.5 1.7 2.10 SMV122425.1910045 2.5 1.5 1.7 2.10 SMV122517.4611047 1.6 1.8 1.7 2.05 SMV122752.465 1.800.55 1.7 1.75 SMV1228130.15 1.800.32 1.7 1.75 SMV1229271.725 1.800.25 1.7 1.75 SMV1232 4.2 1.70.90 1.5 1.7 1.87 SMV1233 4.12 1.70.90.7 1.2 1.7 1.71 SMV12348.75 2.3 1.1 1.20.8 1.7 1.82 SMV123516.138420.6 1.7 1.84 SMV123621.638 4.2 3.20.5 1.7 1.86 SMV123766.1610 5.390.13 1.7 2.05 SMV1245 6.9 3.5 1.70.472 1.7 1.82 SMV12479.221001000.552 1.7 2.15 SMV124821.541310.50 1.8 1.7 6.2 SMV12493917140 1.5 1.7 6.75 SMV12504717140 1.5 1.7 5.41 SMV12516017140 1.3 1.7 5.86Table 2.Plastic Packaged Varactor Values for SPICE Model Simulation EquationC JO V J C P R S L S Part Number (pF)(V)M (pF)(Ω)(nH)C0.5/C2.5SMV12537017140 1.2 1.7 5.88SMV125582171401 1.7 4.42SMV129913.73190110 1.1 2.5 1.7 2.61SMV1405 2.920.680.410.050.8 1.7 1.41SMV1408 3.70.80.430.130.6 1.7 1.5SMV1409 5.20.80.450.130.5 1.7 1.51SMV1410 5.540.80.450.130.45 1.7 1.52SMV14117.5750.80.450.130.40 1.7 1.52SMV14139.20.790.450.130.35 1.7 1.52SMV141411.20.780.460.130.3 1.7 1.54SMV141512.80.780.460.130.27 1.7 1.55SMV141616.040.840.480.130.24 1.7 1.54SMV141719.20.840.480.130.221.7 1.54SMV141921.40.870.540.130.2 1.7 1.61SMV142030.20.80.470.130.19 1.71.59SMV142136.10.80.470.130.18 1.7 1.57SMV1493290.630.4700.25 1.7 1.63SMV20227.0872.30.4 2.1 1.7 1.65SMV202325.792501102.41.31.72.09ExamplesFigure 3shows the SPICE model calculated capacitance Alpha abrupt junction varactor SMV1493-011 with measured capacitance values.Figure 4 shows the SPICE model calculated capacitance for Alpha hyperabrupt junction varactor SMV1235-011 with measured capacitance values.24681012Varactor VoltageC a p a c i t a n c e (p F )05101520Table 2.Plastic Packaged Varactor Values for SPICE Model Simulation Equation (Continued)Figure 4.SMV1235 7.575/(1-V V /0.8)^0.45专注于微波、射频、天线设计人才的培养易迪拓培训网址：A D S视 频 培 训 课 程 推 荐ADS–Advanced Design System是由原美国安捷伦科技（现更名为是德科技）推出的微波射频电路、通信系统和MMIC/RFIC仿真设计软件，其功能强大、应用广泛，被国内高校、科研院所和大型科技公司使用广为使用。