Boost型ZVT电路参数计算
boost电路电感的计算方法
boost电路电感的计算方法Boost电路是一种常用的DC-DC升压变换器，用于将输入电压提升到较高的输出电压。
在Boost电路中，电感是一个关键元件，它在电路中起到储能和滤波的作用。
本文将介绍Boost电路中电感的计算方法。
在Boost电路中，电感的选择对电路的性能和效率有着重要影响。
为了正确选择电感，我们首先需要确定一些基本参数，如输入电压Vin、输出电压Vout、输出电流Iout和开关频率f。
这些参数将决定电感的工作条件和功率需求。
根据电路的工作原理，电感的工作状态可以分为两种：连续电流模式（Continuous Current Mode，CCM）和不连续电流模式（Discontinuous Current Mode，DCM）。
在CCM下，电感电流在整个开关周期内都不会降到零，而在DCM下，电感电流会在某个时刻降到零。
两种模式在电感的计算方法上有所不同。
我们来看连续电流模式下的电感计算方法。
在CCM下，电感的工作电流连续且稳定，可以通过以下公式计算：L = (Vout - Vin) * (1 - D) / (f * Iout)其中，L为电感的值，Vout为输出电压，Vin为输入电压，D为开关的占空比（即开关关闭时间占一个周期的比例），f为开关频率，Iout为输出电流。
这个公式可以帮助我们选择合适的电感值，以满足电路的需求。
接下来，我们来看不连续电流模式下的电感计算方法。
在DCM下，电感的工作电流会在某个时刻降到零，因此电感的值需要满足以下公式：L = (Vout - Vin) * (1 - D) * (1 - D) / (8 * f * Iout)同样，L为电感的值，Vout为输出电压，Vin为输入电压，D为开关的占空比，f为开关频率，Iout为输出电流。
这个公式可以帮助我们选择合适的电感值，以满足电路的需求。
除了基本参数外，还有一些其他因素需要考虑。
例如，电感的电流冲击能力、电感的饱和电流和温升等。
一种ZVT―PWMBOOST电源主电路仿真与设计
一种ZVT—PWMBOOST电源主电路仿真与设计【摘要】开关电源相对于线性电源具有效率、体积、重量等方面的优势，尤其是高频开关电源正变得更轻，更小，效率更高，也更可靠，这使得高频开关电源成为了应用最广泛的电源。
针对传统的硬开关电源开关损耗大、工作频率低的问题，提出了一种ZVT-PWM BOOST变换器，通过采用辅助开关T1 和谐振电路使主开关在零电压下启动，降低开关损耗，提高开关频率。
设计过程中通过MATLAB/Simulink 软件对主电路进行仿真，调整优化相关的参数，得到理想的输出电压波形图，仿真结果表明该设计的可行性和正确性。
【关键词】开关电源；ZVT-PWM ;软开关；MATLAB【Abstract 】Switching power supply with respect to linear power supply efficiency ，size，weight ，and other advantages ，especially high-frequency switching power supplies are getting lighter ，smaller ，more efficient ，and more reliable ，which makes high-frequency switching power supplies has become the most widely used power. This design for the traditional hard switch power switch problem of low loss ，high operatingfrequency ，ZVT-PWM BOOST converter is proposed，through the use of auxiliary switch T1 and resonant circuit main switch start at zero voltage ，reduce the switching losses ，increase switching frequencies.Design process simulation byMATLAB/Simulink software for primary circuit ，adjust parameters to obtain the desired output waveform ，the analysis of the matlab results proves the its feasibility and validity .【Key words】Switching power supply ；ZVT-PWM；soft switch ；MATLAB1.绪论在电力电子器件中，磁性元件占总体的质量和体积的比例最大，如变压器、电感器、电容等。
BOOST升压计算
BOOST升压电路原理及计算一、基本原理分析Boost升压电路拓扑：两种工作状态：1.开关管闭合导通时，电源Vi对电感L充电储能，二极管D两端承受反向电压，电容C对负载RL放电。
2.开关管截止关断时，由于电感L的电流不能突变，电感L上的感应电势V L与输入电压Vi 串联通过二极管D对输出电容进行充电。
二、Boost升压电路参数计算已知参数输入电压Vi，输出电压V o, 输出电流Io, 输出功率Po，开关频率F S, 效率 ,计算电感1.占空比DD=Vo )Vi - Vo (，max D =1-VoVi min 2 2.确定电感量LI irms =η*min Po Vi …………………输入有效电流的计算 I imax =I irms *2………………..输入峰值电流的计算 ΔI =r* I imax =r *2I irms ……输入交流峰值电流的计算 r 为电流纹波率，取值0.2~0.4 I pk = I imax +2I ∆=(1+r/2) I imax 输入最大峰值电流的计算 Lmin =I Ton Vi ∆min*2=Fs I D Vi *max min*2∆3.基于AP 法则选择合适的磁芯磁芯基本参数Ae ………有效截面积 Aw ………窗口面积 Ap= Ae* AwLe ………磁路长度 Ve ………磁芯体积 Al 磁芯无气隙时的等效电感( nH/N2 )4.绕组匝数NN=AlL min 5.计算最大磁通密度B maxBmax= Bdc + Bac(1) 交流磁通密度Bac Bac=2B ∆ ΔB=Ae N Ton Vi *min*=Fs Ae N D Vi **max min* (2) 直流磁通密度Bdc Hdc=LeIi N max **4.0π, 查表得Bdc Bmax 应设计在Bs 的70%以下为安全工作区6.计算功率损耗P loss根据Bac 查表得P L （mw/cm 3）， Ploss=P L * Ve7.选择线径根据输入的有效电流I irms 选择线径，得到参数WireDia 和 WireAe Wire Aw =N* WireAe窗口利用率Percent A W =AwWireAw *100%, 一般要求小于60% 开关管的选型二极管的选型1.反向击穿电压VrVr=8.0*2.1Vo 2.允许通过的最大电流IdIoId=8.0输出电容的选型1.额定电压VVoV=8.02.容量CC=。
四种软开关BOOST电路的分析与仿真(图清晰)
四种常用BOOST带软开关电路的分析与仿真 （图清晰）软开关的实质是什么？所谓软开关，就是利用电感电流不能突变这个特性，用电感来限制开关管开通过程的电流上升速率，实现零电流开通。
利用电容电压不能突变的特性，用电容来限制开关管关断过程的电压上升速率，实现零电压关断。
并且利用LC谐振回路的电流与电压存在相位差的特性，用电感电流给MOS结电容放电，从而实现零电压开通。
或是在管子关断之前，电流就已经过零，从而实现零电流关断。
软开关的拓扑结构非常多，每种基本的拓扑结构上都可以演变出多种的软开关拓扑。
我们在这里，仅对比较常用的，适用于APFC电路的BOOST结构的软开关作一个简单介绍并作仿真。
我们先看看基本的BOOST电路存在的问题，下图是最典型的BOOST电路：假设电感电流处于连续模式，驱动信号占空比为D。
那么根据稳态时，磁芯的正向励磁伏秒积和反向励磁伏秒积相同这个关系，可以得到下式：VIN×D=(VOUT-VIN)(1-D)，那么可以知道：VOUT=VIN/(1-D)那么对于BOOST电路来说，最大的特点就是输出电压比输入电压高，这也就是这个拓扑叫做BOOST电路的原因。
另外，BOOST电路也有另外一个名称：upconverter，此乃题外话，暂且按下不表。
对于传统的BOOST电路，这个电路存在的问题在哪里呢？我们知道，电力电子的功率器件，并不是理想的器件。
在基本的BOOST电路中：1、当MOS管开通时，由于MOS管存在结电容，那么开通的时候，结电容COSS储存的能量几乎完全以热的方式消耗在MOS的导通过程。
其损耗功率为COSSV2fS/2，fS是开关频率。
V为结电容上的电压，在此处V=VOUT。
（注意：结电容与静电容有些不一样，是和MOS 上承受的电压相关的。
）2、当MOS管开通时，升压二极管在由正向导通向反偏截止的过程中，存在一个反向恢复过程，在这个过程中，会有很大的电流尖峰流过二极管与MOS管，从而导致功率损耗。
BOOST 电路 电感值计算
()L
D T V V V D in o L I )
1(2-⋅--=
∆
由于在稳态时这两个电流的变化量的绝对值相等,所以有伏秒相等：
V in *T on = (V o -V in )T off
)1()(D T V V V TD V D in o in ---=
化简得:电压增益: D
V V M in o -==
11 最大占空比：o
in
o V V V D -=
由以上可知,电压增益总是大于1.故称为升压变换器.
四.举例
电路输入90VDC,输出400VDC,输出功率400W,变换器频率100KHZ,选用TDK PQ3230的磁芯,试算出实际的电感.
选取铁氧体磁芯：TDK PQ32/30 (PC40) 技术参数：νin =90VDC,Vo=400Vdc
P OUT =400W,f k=100kHz ,Krp
取
0.3.(Krp=Ir/Ilp)
4.1 电感计算 (1) 最大占空比D
o
in
o V V V D -=
Io Vo I V L in ⋅=⋅ 能量守恒 其中I L 为电感平均电流。
又因为有：
D
V V in o -=11 所以有D
Io
I L -=
1 （1） 电感平均电流为电流三角形面积的平均值 ，
所以，L T D V T DT
L V T D DT T I T D DT I in in L ⋅⋅=
⋅-+=∆-+=21))1((21
))1((21 （2） 将（2）代入（1）得，
f
I D D V I T D D V L o in o in ⋅-⋅⋅=⋅-⋅⋅=2)
1(2)1(。
boost电路参数设计详解
Boost 电路参数设计Boost 电路的原理图如下图所示当MOSFET 开通时，电源给电感L 充电，电感储能，电容放电。
电感上的电流增加量（电感线圈未饱和时）为：DT LV I in L ⋅=∆+)( 其中：D 为占空比，T 为开关周期。
当MOSFET 关断时，电感放电，电感的能量通过二极管传递到负载。
电感上的电流不断减小，忽略二极管的压降，则电流变化为：T D LV V I in o L )1()(-⋅-=∆- 电感电流连续模式时，在稳态条件下，电感上的电流增加等于其电流减小，即)()(-+∆=∆L L I I ，于是整理可得：DV V in o -=11 因为0<D <1，所以Boost 电路是一个升压型电路。
电感电流非连续模式时，MOSFET 开通状态下，电感电流的增值为：DT LV I in L ⋅=∆+)( MOSFET 关断状态下，电感电流的下降值为：T D LV V I in o L 2)(⋅-=∆- L DR电感电流上升值等于下降值，即)()(-+∆=∆L L I I ，整理得：22D D D V V in o += 因为在此模式下电感电流是不连续的，所以每个周期电感电流都会下降至零。
输出电流等于电感电流的平均值，即)21(12T D I T R V pk o ⋅⋅⋅= )(+=L pk I I 由上式得，24112K D V V n i o ++⋅=，s T R L K ⋅=2 由此可以看出，对于Boost 电路，电感电流连续模式与电感电流非连续模式有很大的不同，非连续模式输出电压与输入电压，电感，负载电阻，占空比还有开关频率都有关系。
而连续模式输出电压的大小只取决于输入电压和占空比。
1．输出滤波电容的选择在开关电源中，输出电容的作用是存储能量，维持一个恒定的电压。
Boost 电路的电容选择主要是控制输出的纹波在指标规定的范围内。
对于Boost 电路，电容的阻抗和输出电流决定了输出电压纹波的大小。
BOOST升压电路的电感、电容计算
deltaI Vi * don / L * f ,参数带入，deltaI=0.72A， Io deltaI Io deltaI ,I2 , 2 2 1 don 1 don
I1
参数带入， I 1 1.2 A, I 2 1.92 A 3：输出电容： 此例中输出电容选择位陶瓷电容，故 ESR 可以忽略 C=Io*don/(f*Vpp),参数带入， C=99.5uF，3 个 33uF/25V 陶瓷电容并联 4：磁环及线径： 查找磁环手册选择对应峰值电流 I2=1.92A 时磁环不饱和的适合磁环
BOOST 升压电路的电感、电容计算 已知参数： 输入电压：12V 输出电压：18V 输出电流：1A 输出纹波：36mV 工作频率：100KHz 其他参数： 电感：L 初始电流：I1 输出电容：C 占空比：don 峰值电流：I2 电流的变化：deltaI 线圈电流：Irms 整流管压降：Vd --- Vi ---Vo --- Io --- Vpp --- f
（Vd 0.6974）
don
Vo Vd Vi 参数带入， don 0.572 （0.3582） Vo Vd
2：电感量 先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量 其值为 Vi * 1 don / f * 2* Io ，参数带入，Lx=38.5uH,
************************************************************************ 1：占空比 稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，
Vi * don (Vo Vd Vi ) *(1 don) 即整理后有 f *L f *L
boost电路参数计算
boost电路参数计算boost升压电路又叫step-up converter，是一种常见的开关直流升压电路，它可以使输出电压比输入电压高。
其工作过程包括电路启动时的瞬态工作过程和电路稳定后的稳态工作过程。
BOOST升压电路的部件功能boost升压电路电感的作用：是将电能和磁场能相互转换的能量转换器件，当MOS开关管闭合后，电感将电能转换为磁场能储存起来，当MOS断开后电感将储存的磁场能转换为电场能，且这个能量在和输入电源电压叠加后通过二极管和电容的滤波后得到平滑的直流电压提供给负载，由于这个电压是输入电源电压和电感的磁砀能转换为电能的叠加后形成的，所以输出电压高于输入电压，既升压过程的完成；boost升压电路的肖特基二极管主要起隔离作用，即在MOS开关管闭合时，肖特基二极管的正极电压比负极电压低，此时二极管反偏截止，使此电感的储能过程不影响输出端电容对负载的正常供电；因在MOS管断开时，两种叠加后的能量通过二极向负载供电，此时二极管正向导通，要求其正向压降越小越好，尽量使更多的能量供给到负载端。
闭合开关会引起通过电感的电流增加。
打开开关会促使电流通过二极管流向输出电容。
因储存来自电感的电流，多个开关周期以后输出电容的电压升高，结果输出电压高于输入电压。
BOOST升压电路的工作原理基本电路图见图一：假定那个开关（三极管或者mos管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。
下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路充电过程：在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处用导线代替。
这时，输入电压流过电感。
二极管防止电容对地放电。
由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。
随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。
放电过程如图，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。
当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。
boost升压电路的电感、电容计算
BOOST升压电路的电感、电容计算已知参数：输入电压：12V --- Vi输出电压：18V ---Vo输出电流：1A --- Io输出纹波：36mV --- Vpp工作频率：100KHz --- f************************************************************************1：占空比稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，即Vi*don/(f*L)=(Vo+Vd-Vi)*(1-don)/(f*L),整理后有（Vd=0.6974）don=(Vo+Vd-Vi)/(Vo+Vd),参数带入，don=0.572（0.3582）2：电感量先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量其值为Vi*(1-don)/(f*2*Io)，参数带入，Lx=38.5uH,deltaI=Vi*don/(L*f)，参数带入，deltaI=1.1A当电感的电感量小于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加变化较明显，当电感的电感量大于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加几乎不再变小，由于增加电感量可以减小磁滞损耗，另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH，deltaI=Vi*don/(L*f),参数带入，deltaI=0.72A，I1=Io/(1-don)-(1/2)*deltaI,I2= Io/(1-don)+(1/2)*deltaI，参数带入，I1=1.2A,I2=1.92A3：输出电容：此例中输出电容选择位陶瓷电容，故ESR可以忽略C=Io*don/(f*Vpp),参数带入，C=99.5uF，3个33uF/25V陶瓷电容并联4：磁环及线径：查找磁环手册选择对应峰值电流I2=1.92A时磁环不饱和的适合磁环Irms^2=(1/3)*(I1^2+I2^2-I1*I2)，参数带入，irms=1.6A按此电流有效值及工作频率选择线径其他参数：电感：L 占空比：don初始电流：I1 峰值电流：I2 线圈电流：Irms输出电容：C 电流的变化：deltaI 整流管压降：Vd。
改进型Boost ZVT PWM变换器的分析与研究
2020年第26期/总第320期0引言基本的Boost ZVT PWM 变换器虽然实现了主开关管工作在软开关状态，但其辅助开关管却工作在硬开关状态，产生很大的关断损耗。
为了改善辅助开关管的工作环境，本文提出了一款改进型的Boost ZVT PWM 变换器，能实现辅助开关管工作在软开关状态，从而降低辅助开关管的关断损耗，提高了整个系统的工作效率。
1改进型Boost ZVT PWM 主电路拓扑和工作原理1.1主电路拓扑结构图改进型Boost ZVT PWM 变换器的分析与研究陈健鑫基金项目：广州铁路职业技术学院院级项目：接触网棘轮补偿器卡滞在线监测技术的研究（GTXYZ1702）。
摘要针对基本的Boost ZVT PWM 变换器工作时存在辅助开关管关断损耗很大的缺点，提出一款改进型的Boost ZVT PWM 变换器。
在剖析了该变换器工作原理的基础上，利用Matlab/Simulink 仿真软件对该电路系统的性能进行了仿真验证。
结果表明，该款变换器的主开关管能很好地实现零电流零电压开通和零电压关断，而辅助开关管能很好地实现零电流开通和零电压关断，基本解决了原电路存在辅助开关管关断损耗很大的缺点。
关键词软开关；Boost ZVT PWM ；Simulink 仿真中图分类号:TM464文献标识码:ADOI ：10.19694/ki.issn2095-2457.2020.26.58AbstractAn improved Boost ZVT PWM converter is proposed to overcome the disadvantage of the auxiliary switching loss.On the basis of analyzing the working principle of the converter,the performance of the circuit system isverified by Matlab/Simulink simulation software.The results show that the main switching tube of this converter can realize zero current and zero voltage turn -on and zero voltage turn -off,while the auxiliary switching tube can realize zero current turn -on and zero voltage turn -off,whichbasically solves the disadvantage of the auxiliary switching tube with large turn-off loss in the original circuit.Key wordsSoft switch;The Boost ZVT PWM;Simulink simulation陈健鑫硕士,讲师,主要研究方向为电气技术,广州铁路职业技术学院。
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Boost 型ZVT-PWM 高功率因数软开关变换电路2.3.1 电路原理图及工作波形图从2-2章节我们可以知道，本文采用单相有源高功率因数校正电路，所选用的变换器为Boost ZVT-PWM 变换器，其电路原理图及工作波形图如图2-3和图2-4所示[5] 。
LR O图2-3 Boost 型ZVT-PWM 变换器主电路v g T r T v i ds i Lr v D i D图2-4 Boost 型ZVT-PWM 变换器一周期主要电量波形2.3.2 Boost 型ZVT-PWM 变换器工作原理设t<T 0时，T r 和T r1均关断，D 导通。
一周期可分七种运行方式，如图2-5所示[4]：模式时间段1234567特征T 0～T 1T 2T 1～T 2～T 3T 3～T 4T 4～T 5T 5～T 6T 6～T 0i Lr 线形上升谐振ZV 开通i Lr 下降i ds 恒流C r 线形充电续流T roffoffoff →onon on offoff T r1on on on 0off off off off V ds 0V 0下降到0上升到V 0V 0i ds00＜0上升到I s I s 0图2-5 Boost 型ZVT-PWM 变换器一周期内各运行模式分析2.3.3 Boost 型ZVT-PWM 变换器运行模式分析下面是一个周期内Boost 型ZVT-PWM 变换器各个阶段的运行模式分析，一周期内它的各运行模式的等效电路如图2-6所示[7]。
1. T 0 ～T 1 L r 电流线形上升阶段t=T 0，辅助开关T r1开通，谐振电感电流i Lr 线形上升，t=T 1时达I s ,二极管D 的电流I D 则由I s 线形下降，t=T 1时降到零电流下关断，若采用快速恢复二极管，可忽略D 的反向恢复电流。
这一阶段V ds 不变，等效电路如图2-6（ a ） 2. T 1～T 2 谐振阶段L r C r 谐振，电流i Lr 谐振上升，而电压V ds 由V o 谐振下降。
T=T 2时，V ds =0,T r 的反并联二极管导通。
等效电路如图2-6（b ） 3. T 2～T 3 主开关T r 开通由于T r 的体二极管已导通，创造了ZVS 条件，因此应当利用这个机会，在t=T 3时给Ｔr 加驱动信号，使Ｔr 在零电压下导通，等效电路如图2-6（c ） 4. T 3～T 4 i Lr 线形下降阶段t=T 3，T r1关断，由于D 1导通，T r1的电压被钳在V 0值，Lr 的储能释放给负载，其电流线形下降。
T=T 4时，i Lr =0,等效电路图如图2-6（d ） 5. T 4～T 5 i ds 恒流阶段T=T 4，D 1关断，这时Boost 型ZVT-PWM 变换器如同普通Boost 型变换器的开关管导通的情况一样，i ds =Is,等效电路如图2-6（e ） 6. T 5～T 6 Cr 线形充电阶段t=T 5,Tr 关断，恒流源Is 对C r 线形充电，直至t=T 6时，V Cr =V o 。
等效电路图如2-6（f ）7. T 6～T 7 续流阶段这个阶段如同普通Boost 型变换器开关管关断的情况一样，处于续流状态，直到t=T 0,下一周期开始，等效电路图如图2-6（g ）DOI inL rI inI inL rI inL rI inI in C rI inD(a)T 0～T 1(b)T 1～T 2(c)T 2～T 3(d)T 3～T 4(e)T 4～T 5(f)T 5～T 6(g)T 6～T 0图2-6 Boost 型ZVT-PWM 变换器一周期内各运行模式的等效电路2.3.4 Boost型ZVT-PWM变换器的优缺点由以上分析可知，Boost型ZVT-PWM变换器的主要优点是[4]：1.零电压导通且保持恒频运行。
2.二极管D零电流截止，因此在功率因数有源校正装置等输出大功率，高电压情况下应用这一技术，可避免因二极管反向恢复使关断损耗过大的问题。
3.开关管电流与电压应力小。
由波形图可见，理论上电流ids，电压V ds的波形为方波，一周期内谐振时间很短。
4.在较宽的电源电压和负载电流变化范围内可满足ZVS条件。
它的唯一不足之处为辅助开关T r1不在软开关条件下运行。
但是和主开关管相比，T r1的电流很小，它只处理少量的谐振能量。
2.4 Boost型ZVT-PWM电路主要元器件参数设计2.4.1高功率因数校正软开关AC/DC变换电路技术指标输入电压：单相交流220±10%V输入频率：50Hz/60Hz输出电压：直流380V变换器效率：大于95%功率因数：大于98%开关频率：f=100 kHz2.4.2 升压电感设计最大峰值电流出现在电网电压最小，负载最大时[11]：(1000/95%)7.52(22022010%)PKI A===-⨯（2-5）假设容许20%的电流脉动则有：0.27.52 1.5LI A=⨯=（2-6）Boost变换器的占空比D：O ININV V D V -=（2-7）在最低线电压时最小占空比D min:min 38022090%0.263380O IN O V V D V -⨯===（2-8） 由下面公式：min IN SLV D T L I ⨯⨯=（2-9） 可以得：61980.26310104911.5L Hμ-⨯⨯⨯==（2-10） 取L =470H μ2.4.3 输出电容C O 的选择输出电容C 0由两个因数决定，第一：保持时间t H ；第二：输出电压纹波的大小。
输出电容由容许的输出最大纹波电压决定，输出纹波电压频率为2倍的基频率，设容许的最大输出纹波电压[12]-[14]：0.5%0.5%380 1.9PK O U U V∆=⨯=⨯=（2-11） 电容电流表达式：sin(22)2c cpk L i I f t ππ=⨯⨯⨯⨯-（2-12）c c Odu i C dt=（2-13）将（2-13）式取拉氏变换得[13]：()()(0)c O c O c i s s C u s C u =⨯⨯-⨯（2-14） 可以得到：()(0)()c c c O i s u u s s C s=+⨯（2-15）将（2-15）取反拉氏变换得：1(0)cos(22)(0)222cpk c c c L c O L O I u i dt u f t u C f C πππ=+=-⨯-+⨯⎰（2-16）输出纹波电压：(0)cos(22)222cpk c c L L O I u u u f t f C πππ=-=-⨯-⨯（2-17）所以最大输出纹波电压峰值：22cpkPK L OI U f C π=⨯⨯（2-18）最大电容电流等于最大负载电流即：INcpk Op I V =（2-19）将（2-19）代入（2-18）得：22INPK L O OP U f C V π∆=⨯⨯（2-20） 所以得到：22INO L O PKP C f V U π=⨯⨯⨯（2-21） 因此：1000/0.9523222250380 1.9O C Fμπ==⨯⨯⨯⨯⨯（2-22） 取C O =2200F μ2.4.4 谐振电感L r 的设计谐振电感通过为升压电感电流提供交替的电流通路控制着二极管的di/dt 。
当零电压过渡开关导通时，输入电流转向，从升压二极管转到零电压过渡电感。
电感值可以由二极管所需的关闭时间来确定，此二极管关闭时间由它的反向恢复时间给出。
为L r 计算出实际值是困难的，因为反向恢复特性在实际电路中使用时，会千变万化。
影响二极管反向恢复的电路条件之一就是谐振电容的自然缓冲作用，它限制了二极管阳极的dv/dt 。
一个优良的初始估计是电感电流，在3倍的二极管反向恢复时间内上升到二极管内电流。
对最大电感值的一个制约是它对最小占空比的影响。
二极管选择时，LC 时间常数影响D MIN ，因此V omin 使L r 过大，还会增大零电压过渡MOSFET 的导通时间，增大谐振电路的导通损耗。
随着Lr 值的减小，二极管将经受更大的反向恢复电流，通过零电压过渡开关MOSFET 的峰值电流也会增加。
峰值电流的增加，储存在电感中的总能量也将增加。
为减少关闭结点上的寄生振铃，应使能量保持在最小值。
二极管的反向恢复时间是关闭时di/dt 的局部函数，如果所控制的di/dt 设定，该二极管的反向恢复时间可近似估算出大约为60ns 。
如果电感限制上升时间到180ns,(3×trr)电感量可按下式计算[14]-[18]：/Or V L di dt=（2-23） 其中：/3INP rrI di dt t =（2-24） 因为：1/27.521/2 1.58.27INP PK L I I I A=+⨯∆=+⨯=（2-25） 所以：8.27/46/180di dt A s μ==（2-26） 由此可得：3808.346r L H μ=≈（2-27）2.4.5 谐振电容C r 的设计最小谐振电容要确保主开关的dv/dt ，有效谐振电容是MOSFET 电容和外接电容之总和。
该电容限制关闭时间的dv/dt ，自然地减少了米勒效应。
此外，它还减少了关闭损耗，因为开关电流转移到电容上。
该电容必须是优质高频电容，低ESR ﹑低ESL 者为佳。
它还必须能在关闭时承受较大的充电电流[18]-[22]。
L 与C 结合产生一个谐振周期的1/4：140ns=（2-28） 所以可得：292262(14010)9583.148.310r C pF --⨯⨯==⨯⨯（2-29）。