反激电源的控制环路设计word版本
反激电源的控制环路设计
反激电源的控制环路设计反激电源（Flyback Power Supply）是一种常见的开关电源拓扑结构，具有简单、高效、成本低等特点。
为了实现对反激电源的控制，需要设计一个有效的控制环路。
本文将从反激电源基本原理出发，详细介绍反激电源控制环路的设计过程。
首先，我们需要了解反激电源的基本原理。
反激电源由输入电压Vin、开关管、变压器、输出电容和负载组成。
工作原理是：当开关管导通时，电流从输入电压Vin经过变压器的一侧流入负载和输出电容，此时储能；当开关管关断时，储存的能量通过变压器的另一侧传导到输出端，输出电压为Vo，这样实现了电能的转换。
在这个过程中，控制开关管的导通和关断时间，就可以实现对输出电压的调节。
为了实现对反激电源的控制，我们首先需要设计一个反馈回路。
反馈回路的功能是测量输出电压，产生一个误差信号，根据误差信号调整开关管的导通时间，使输出电压稳定在设定值。
一般使用光耦隔离器将输出电压转换为电流信号，然后经过一个反相器产生一个与设定值相反的误差信号。
误差信号经过一个比例放大器进行放大，控制开关管的导通时间。
反馈回路的另一个重要组成部分是输出电流保护。
输出电流保护的作用是在负载过大时，自动调整开关管的导通时间，保护开关管和变压器不受损坏。
输出电流保护通常是通过测量输出电流并与设定值进行比较来实现的。
当输出电流超过设定值时，反馈回路会产生一个错误信号，通过控制开关管的导通时间来限制输出电流。
另外一个关键的设计是切换频率控制。
切换频率是指开关管导通和关断的频率。
切换频率的选择要根据应用的需求和设计的约束来确定。
通常有两种选择：固定频率和变频。
固定频率可以简化控制电路的设计，但固定频率可能会导致开关管和变压器在工作时产生噪声。
变频可以减小噪声，但会增加电路的复杂性。
最后，还需要考虑反激电源的保护机制。
保护机制的设计目的是保护电源和负载不受损害。
常见的保护机制包括过压保护、过流保护、过温保护等。
这些保护机制可以通过传感器测量电压、电流和温度，并与设定值进行比较来实现。
反激开关电源设计之环路分析
反激开关电源设计之环路分析频域分析是开关变换器的设计难点，困扰着不少电源工程师，芯朋微技术团队从工程应用、理论建模和软件仿真三方面入手，结合最新的反馈控制技术，为大家揭开反激开关电源频域分析设计的神秘面纱！1SSR与PSR架构对比SSR直接采样输出电压，无静差控制；PSR采样供电绕组，估算输出电压，有静差控制。
SSR对变压器工艺要求不高；PSR对变压器工艺要求高，通常需要R3减小漏感振荡和R2加速断开VDD回路。
SSR环路补偿器外置；PSR环路补偿器集成于芯片。
SSR环路不稳通常由环路补偿器设置不当引起；PSR环路不稳通常由采样引起。
2闭环系统稳定条件闭环系统稳定的条件是开环传递函数T cPvK不为-1，在伯德图上定义了相位裕量和增益裕量来判断稳定性。
3稳定性判断方法建模法利用状态空间平均法或电路平均法推导出系统各个环节的传递函数，用相关软件绘出开环传递函数的Bode图。
仿真法利用仿真软件的AC Sweep功能，扫描出开环传递函数的Bode图。
测量法利用频率响应分析仪在电源反馈回路注入不同频率信号调制变换器，并获取电源输出端的响应信号，从而测量出开环传递函数的Bode图。
4控制对象建模 PWM调制PWM控制：固定开关频率，调整导通占空比控制输出电压。
功率管的开通时刻由内部时钟决定，当Ip电流等于参考电流Ipref(电压环产生)时关断功率管。
利用平均法可推导出控制对象传递函数：CCM控制对象PvDCM控制对象PvPFM调制PFM控制：固定Ipref，调整开关频率控制输出电压。
利用电路平均法可推导出控制对象传递函数：DCM控制对象5环路补偿器6SSR与PSR稳定性对比SSR由于环路补偿器外置，且采样环节工作在线性区，可通过FRA法，准确得到开环传递函数Bode图；PSR由于环路控制器集成，且反馈回路工作在强非线性区(脉冲采样变压器辅助绕组，估算输出电压)，FRA法不再适用。
SSR控制对象只有90度相移(忽略高频右半平面零点)，但叠加环路补偿器的纯积分的90度相移，存在不稳定可能(-180度)，需靠合理设计零点来提升相位裕量和增益裕量；PSR环路补偿器由于没有纯积分，开环传递函数达不到180度相移，不存在环路上的不稳定情况(假定芯片内置极点合理)。
反激电源的控制环路设计
反激電源の控制環路設計一环路设计用到の一些基本知识。
电源中遇到の零极点。
注：上面の图为示意图，主要说明不同零极点の概念，不代表实际位置。
二电源控制环路常用の3种补偿方式。
（1）单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容のESR零点频率较低の电源。
其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿の部分の相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。
（2）双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点の补偿。
如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。
（3）三极点，双零点补偿。
适用于输出带LC谐振の拓扑，如所有没有用电流型控制の电感电流连续方式拓扑。
三，环路稳定の标准。
只要在增益为1时（0dB）整个环路の相移小于360度，环路就是稳定の。
但如果相移接近360度，会产生两个问题：1）相移可能因为温度，负载及分布参数の变化而达到360度而产生震荡；2）接近360度，电源の阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定の时间加长，超调量增加。
如下图所示具体关系。
所以环路要留一定の相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好の，所以相位裕量の最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。
如下图所示：这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络の只有180度。
幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足の，所以设计时一般不用特别考虑。
由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起の最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成の整个增益曲线应该为-20dB/decade 部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出の直流部分误差非常小，既电源有很好の负载和线路调整率。
四，如何设计控制环路？经常主电路是根据应用要求设计の，设计时一般不会提前考虑控制环路の设计。
反激式开关电源的环路补偿设计与应用
反激式开关电源的环路补偿设计与应用摘要反激式开关电源工作的稳定性与其反馈环路有很大的关系，若反馈环路系统没有足够的幅值、相位裕度，开关电源工作将会不稳定且出现输出振荡。
文章基于TNY278芯片开关电源的环路补偿设计为例，详细分析了其环路补偿电路，根据分析验证，总结出该方法不仅能有效控制整个环路的稳定性而且可以降低输出振荡，满足设计要求。
关键字反激式开关电源相位裕度幅值裕度环路补偿穿越频率Design and application of loop compensation for flyback switching power supplyYE Zhenxiong XU Wenyi CHENYouzhang MAZhengxian(TCL air conditioner (Zhongshan) Co., Ltd Zhongshan,Guangdong 528427)Abstract The stability of flyback switching power supply is closely related to its feedback loop. If the feedback loop system does not have enough amplitude and phase margin, the switching power supply will be unstable and output oscillation will occur. Based on theTNY278 chip switching power supply loop compensation design as an example, detailed analysis of the loop compensation circuit, according to the analysis and verification, summed up the method can not only effectively control the stability of the whole loop, but also reduce the output oscillation, meet the design.Keywords Flyback switching power supply Phase margin Amplitude margin Loop compensation Crossing frequency引言随着半导体行业的发展，开关电源的应用场合不断拓宽。
反激式开关电源的环路分析与设计
反激式开关电源的环路分析与设计环路设计直接影响到电源的性能[1]，本文以最常用的反激电源为例，分析了环路稳定的条件以及环路设计的方法，并通过实验验证了该方法的可行性。
1 反激电源环路与常见环节的分析反激式电源的系统模型如图1 所示[2]。
其中KPWM 和KLC 为功率部分放大倍数，KLC 表示次级等效电感与滤波电容构成的滤波器的放大倍数，Kfb 是反馈分压部分的放大倍数，Vref 是参考电压，Kea 是误差放大器的放大倍数，Kmod 是调制器的放大倍数。
可以得到开环传递函数为：反馈系统稳定一般要求其开环传递函数的幅相频特性曲线小于等于-10 dB 的幅值裕度和45°~60°的相位裕度。
在低频段有较高的增益以保证输出电压的精度，在中频段有较高的频率范围以加快系统的响应速度，在高频段有较快的衰减速度，以抑制高频纹波[3]。
在反激电源中，当一个电源基本参数确定时，KPWM、KLC、Kfb、Vref、Kmod 也相应确定，系统的开环传函只能通过误差放大器Kea 来调节。
调节误差放大器Kea 实际就是调节系统零极点的个数及其分布位置，以满足系统需要的相位裕度和幅值裕度。
在实际设计时，先画出除了误差放大器之外部分的伯德图，根据需要确定合适的补偿器类型，计算补偿器参数，并进行实际电路调试，以确定最优的补偿参数。
本文以一款多路输出电源为例，分析了电源功率部分和环路的设计过程。
参考文献[1] PRESSMAN A.Switching and linear power supply，power converter design[M].Switchtronix Press，Waban，Mass，1997.[2] BASSO C.Switch mode power supplies：SPICE simulations and practical designs[M].McGraw- Hill，2008.[3] BASSO C.Transient response counts when choosing phase margin[J]. Power Electronics and Technology，2008(11)：18-21.[4] KOLLMAN R，BETTEN J.Closing the loop with a popular shunt regulator[J].Power Electronics。
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计首先要搞清系统稳定所必需的几个条件：系统稳定的原则：A,系统环路总增益在穿越频率（或叫剪切频率，截止频率，交越频率，带宽都是它）处的增益为1或0Db。
高的穿越频率能保正电源快速响应线性和负载的突变，穿越频率受到开关频率的限制，根据采样定理穿越频率必需小于开关频率的一半，因为开关频率可以在输出端开出来，但这个频率必须不被反馈环传递，否则系统将会振荡并如此恶性循环。
实际应用中一般取开关频率的1/4或1/5。
B，在系统在穿越频率处的总相位延迟必需小于（360-45）315度。
45度为相位裕量。
当相位裕量大于45度时，能提供最好的动态响应，高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间获得最少的过冲。
C，系统的开环增益曲线在穿越频率附近的斜率应为-1过0Db。
因为具有-1增益斜率的电路，相位延迟不会超过90度（这里指的是系统总的开环增益曲线）。
要满足上面的三个准则，必需知道如何计算系统中各环节的增益和相位延迟。
要知道如何计算必需先搞清楚以下几个概念：1．系统的传递函数：系统的传递函数定义为输出变动量除以输入变动量也叫增益。
每一部份的传递函数均为该部份的输出除以输入，也叫该部份的增益。
系统的增益即为各环节部份增益的乘积。
增益可以用数值方式表示也可以用Db（分贝）方式表示。
传递函数由幅值和相位因素组成（幅值也就是增益），并可以在博得图上分别以图形表示。
通常我们要把传输函数因式分解成各因式相乘的形式，以便于得到零点各极点。
2．极点：数学上，在传输函数方程中，当分母等于零时出现极点，在博得图上当增益以-1斜率开始递减时的点为一个极点。
3．零点：数学上，在传输函数方程中，当分子等于零时出现零点，在博得图上当增益以+1斜率开始递增时的点为零点，并伴随着90度的相位超前。
第二种零点，即右半平面零点，增益仍以+1斜率递增，它将引起90度的相位滞后而非超前，设计时应使系统的穿越频率大大低于右半平面零点。
反激式开关电源电路设计
反激式开关电源电路设计一、反激式开关电源的基本原理1.输入滤波电路：用于对输入电压进行滤波，消除噪声和干扰。
2.整流电路：将输入交流电压转换为直流电压。
3.开关变压器：通过变压器实现电压的升降。
4.开关管：通过快速开关控制电源的输出。
5.输出滤波电路：对输出电压进行滤波，减小纹波。
二、反激式开关电源的设计步骤1.确定需求：首先需要确定设计要求，包括输出电压和电流、负载稳定性要求、效率要求等。
2.选择开关管和变压器：根据需求选择合适的开关管和变压器，考虑其最大工作电流和功率损耗。
3.转换频率的选择：根据应用的具体要求，选择合适的转换频率。
较高的频率可以减小变压器的尺寸，但也会增加开关管的功耗。
4.控制电路设计：设计开关管的控制电路，包括驱动电路和保护电路，确保开关管的正常工作和保护电路的可靠性。
5.输出滤波电路设计：设计输出滤波电路，用于滤除输出电压中的高频噪声和纹波，提高稳定性和负载能力。
6.开关电路设计：设计开关电路，确保开关管的快速开关和可靠性。
7.其他辅助电路设计：如过温保护电路、过流保护电路等。
8.电路板布局和布线：根据电路设计和要求进行电路板布局和布线，提高电路的可靠性和稳定性。
9.电路仿真和调试：使用仿真软件对设计的电路进行仿真分析，并进行实际的电路调试，确保电路的可靠性和稳定性。
三、反激式开关电源设计的注意事项1.高效率设计：选择合适的元件和电路设计，减小功率损耗，提高电源的整体效率。
2.稳定性设计：考虑负载稳定性的要求，选择合适的控制策略和滤波电路，提高电源的稳定性和负载能力。
3.保护设计：考虑过温、过流、短路等保护功能的设计，保护电源和负载器件的安全。
4.电磁兼容设计：反激式开关电源中产生的高频噪声易对其他电子设备产生干扰，需要采取适当的电磁屏蔽和滤波措施。
5.安全性设计：合理设置安全保护电路和安全措施，确保电源在故障情况下能够及时切断电源，保护用户的安全。
通过以上步骤和注意事项，可以设计出一台高效、稳定、安全的反激式开关电源，满足不同应用领域的需求。
反激式开关电源电路设计(毕业设计).docx
第一章开关电源设计任务书 (1)1.1课程设计的目的 (1)1・2课程设计的要求 (1)1.2. 1 题目 (1)1.2.2设计装置的主要技术数据 (1)1.2.3课程设计主要内容 (2)1.2.4课程设计的要求 (2)1.3课程设计报告的基本格式 (2)第二章总体方案的确定 (3)2.1反激式开关电源的介绍 (3)2.2 UC3842开关电源简介 (4)2.2.1 UC3842内部工作原理简介 (4)2.2.2 UC3842的使用特点 (6)2.23 UC3842组成的反激式开关电源 (6)2.3 总体方案的确定 (7)第三章具体电路设计 (8)3.1 EMI滤波电路 (8)3.2整流滤波电路的设计 (9)3.3高频变压器的设计 (10)3.4控制电路的选择 (17)3.5反馈电路的设计 (18)3.5.1 电压反馈电路 (18)3.5.2 输出电流反馈 (18)3.6保护电路的设计 (19)3.6.1 输出电压保护电路 (19)3.6.2输入欠压过压保护 (20)3.7输出整流滤波电路设计 (21)第四章个人心得体会 (22)附录1重薄膜绝缘导线参数.............................................. *23附录2设计完整电路图............................................... 附大图致谢. (24)参考文献 (24)第一章开关电源设计任务书1.1 课程设计的目的通过开关电源技术的课程设计达到以下几个目的：1、培养学生文献检索的能力，特别是如何利用Internet检索需要的文献资料。
2、培养学生综合分析问题、发现问题，特别是解决问题的能力。
3、培养学生运用知识的能力和工程设计的能力。
4、培养学生运用仿真工具的能力。
5、提高学牛课稈设计报告撰写水平。
1.2 课程设计的要求1.2.1题目题目：反激式开关电源电路设计注意事项：①学生也可以选择规定题目方向外的其他开关电源电路设计。
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反激電源の控制環路設計一环路设计用到の一些基本知识。
电源中遇到の零极点。
注：上面の图为示意图，主要说明不同零极点の概念，不代表实际位置。
二电源控制环路常用の3种补偿方式。
（1）单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容のESR零点频率较低の电源。
其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿の部分の相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。
（2）双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点の补偿。
如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。
（3）三极点，双零点补偿。
适用于输出带LC谐振の拓扑，如所有没有用电流型控制の电感电流连续方式拓扑。
三，环路稳定の标准。
只要在增益为1时（0dB）整个环路の相移小于360度，环路就是稳定の。
但如果相移接近360度，会产生两个问题：1）相移可能因为温度，负载及分布参数の变化而达到360度而产生震荡；2）接近360度，电源の阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定の时间加长，超调量增加。
如下图所示具体关系。
所以环路要留一定の相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好の，所以相位裕量の最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。
如下图所示：这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络の只有180度。
幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足の，所以设计时一般不用特别考虑。
由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起の最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成の整个增益曲线应该为-20dB/decade 部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出の直流部分误差非常小，既电源有很好の负载和线路调整率。
四，如何设计控制环路？经常主电路是根据应用要求设计の，设计时一般不会提前考虑控制环路の设计。
我们の前提就是假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。
环路设计一般由下面几过程组成：1）画出已知部分の频响曲线。
2）根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线の0dB频率。
3）根据步骤2）确定の带宽频率决定补偿放大器の类型和各频率点。
使带宽处の曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路の频响曲线。
上述过程也可利用相关软件来设计：如pspice, POWER-4-5-6.一些解释：已知部分の频响曲线是指除Kea(补偿放大器)外の所有部分の乘积，在波得图上是相加。
环路带宽当然希望越高越好，但受到几方面の限制：a)香农采样定理决定了不可能大于1/2 Fs; b)右半平面零点（RHZ）の影响，RHZ随输入电压，负载，电感量大小而变化，几乎无法补偿，我们只有把带宽设计の远离它，一般取其1/4-1/5；c)补偿放大器の带宽不是无穷大，当把环路带宽设の很高时会受到补偿放大器无法提供增益の限制，及电容零点受温度影响等。
所以一般实际带宽取开关频率の1/6-1/10。
五，反激设计实例。
条件：输入85-265V交流，整流后直流100-375V输出12V/5A初级电感量370uH初级匝数：40T，次级：5T次级滤波电容1000uF X 3=3000uF震荡三角波幅度.2.5V开关频率100K电流型控制时，取样电阻取0.33欧姆下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路。
所有设计取样点在输出小LC前面。
如果取样点在小LC后面，由于受LC谐振频率限制，带宽不能很高。
1）电流型控制假设用3842,传递函数如下：.此图为补偿放大部分原理图。
RHZの频率为33K，为了避免其引起过多の相移，一般取带宽为其频率の1/4-1/5，我们取1/4为8K。
分两种情况：A) 输出电容ESR较大。
输出滤波电容の内阻比较大，自身阻容形成の零点比较低，这样在8K处の相位滞后比较小。
Phanse angle = arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)= --22度。
另外可看到在8K处增益曲线为水平，所以可以直接用单极点补偿，这样可满足-20dB/decade の曲线形状。
省掉补偿部分のR2，C1。
设Rb为5.1K，则R1=[（12-2.5）/2.5]*Rb=19.4K.8K处功率部分の增益为-20* log(1225/33)+20* log19.4 = -5.7dB因为带宽8K，即8K处0dB所以8K处补偿放大器增益应为5.7dB, 5.7-20* log( Fo/8)=0Fo为补偿放大器0dB增益频率Fo= 1/(2*pi*R1C2)=15.42C2= 1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度：180-22-90=68 度仿真图：兰色为功率部分，绿色为补偿部分，红色为整个开环增益。
B) 输出电容ESR较小。
输出滤波电容の内阻比较大，自身阻容形成の零点比较高，这样在8K处の相位滞后比较大。
Phanse angle = arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)= -47度。
如果还用单极点补偿，则带宽处相位裕量为180-90-47=43度。
偏小。
用2型补偿来提升。
三个点の选取，第一个极点在原点，第一の零点一般取在带宽の1/5左右，这样在带宽处提升相位78度左右，此零点越低，相位提升越明显，但太低了就降低了低频增益，使输出调整率降低，此处我们取1.6K。
第二个极点の选取一般是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起の增益升高，保证增益裕度。
我们用它来抵消ESR零点，使带宽处保持-20db/10 decade の形状，我们取ESR零点频率5.3K数值计算：8K处功率部分の增益为-20* log(5300/33)+20* log19.4 = -18dB因为带宽8K，即最后合成增益曲线8K处0dB所以8K处补偿放大器增益应为18dB, 5.3K处增益=18+20log(8/5.3)=21.6 dB水平部分增益= 20logR2/R1=21.6 推出R2=12*R1=233Kfp2=1/2*pi*R2C2 推出C2=1/（2*3.14*233K*5.4K）=127pF.fz1=1/2*pi*R2C1 推出C1=1/ (2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF.相位Phanse angle = -47 - 90+arctan(8/1.6)-arctan(8/5.3)=-115度相位裕度：180-115=65度仿真图：兰色为功率部分，绿色为补偿部分，红色为整个开环增益。
假设光耦CTR=1，由于R3和R4相等，其增益为R4/R3=1，所以不影响补偿部分。
2, 电压型控制。
我们同样设计带宽为8K，传递函数如下：高频1000uF电容のESR ：Rc=30m欧姆。
fo 为LC谐振频率，注意Q值并不是用の计算值，而是经验值，因为计算のQ无法考虑LC串联回路の损耗（相当于电阻），包括电容ESR，二极管等效内阻，漏感和绕组电阻及趋附效应等。
在实际电路中Q值几乎不可能大于4—5。
由于输出有LC谐振，在谐振点相位变动很剧烈，会很快接近180度，所以需要用3型补偿放大器来提升相位。
其零，极点放置原则是这样の，在原点有一极点来提升低频增益，在双极点处放置两个零点，这样在谐振点の相位为-90+(-90)+45+45=-90.在输出电容のESR 处放一极点，来抵消ESRの影响，在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起の高频增益上升。
元件数值计算，为方便我们把3型补偿の图在重画一下。
先计算功率部分8K处の增益：Rb=5.1K; R1=19.4K26- 40log(5.3/0.605)- 20log(8/5.3)=-15.3dB.要得到8K带宽，补偿放大器在8K处，既平顶部分の增益应为15.3dB.双零点处增益为：15.3-20log(5.3/0.605)=-3.6dB.从补偿图上可知，此处增益为20log(R2/R1)=-3.6, 得出：R2=1.51*R1=29.3K.1/(2*pi*R1*C3)=605, C3=13.6 nF.1/(2*pi*R3*C3)=33K R3=355欧姆1/(2*pi*R2*C1)=605 C1=9nF.1/(2*pi*R2*C2)=5.3K C2=1nF.核算8K处の相位：[-180+arctan(8/5.3)-arctan(8/33)]+[ – 90+2*arctan(8/0.605)-arctan(8/5.3) -arctan(8/33)]= -126.相位裕量：180-126=54度。
仿真结果如下：兰色为功率部分，绿色为补偿部分，红色为整个开环增益。
如果相位裕量不够时，可适当把两个零点位置提前，也可把第一可极点位置放后一点。
同样假设光耦CTR=1，如果用CTR大の光耦，或加有其他放大时，如同时用ICの内部运放，只需要在波得图上加一个直流增益后，再设计补偿部分即可。
这时要求把IC内部运放配置为比例放大器，如果再在内部运放加补偿，就稍微麻烦一点，在图上再加一条补偿线参考资料1．《自动控制原理》南航胡寿松主编2．<<switch mode power supply handbook>> KELTH BILLINGS3．<<Power intergrations circuit data book>> Power Intergrations (PI)4．<<Fundamentals of Power Electronics>> Robert W. Erickson5．<<switching power supply design>> Abraham I. Pressman6．<Control loop design> Lloyd H. Dixon7. < A More Accurate current-Mode Control Model> Ray Ridley8. <Designing Stable Control Loop> Dan Mitchell9. Infineon Application Note: AN-SMPS-16822CCM-110. CS3842AAN/D11. PI Application Note: AN-1112. AS3842 Application Note 5。