优选FSR原边反馈反激式变换器及原理
fsr2.0原理 -回复
fsr2.0原理-回复FSR2.0原理在我们深入了解FSR2.0的原理之前，让我们先了解FSR的基本概念。
FSR 是一种压力敏感材料，全称为Force Sensing Resistor，即力敏感电阻器。
它的特点是可以实现对物体施加的压力进行精确监测和测量。
FSR2.0是针对FSR技术的进一步改进和优化，使其在应用方面更加灵活和便捷。
FSR2.0的工作原理可以分为两个主要部分：材料构造和电阻变化。
首先，让我们来看看FSR2.0的材料构造。
它主要由两层薄膜构成：上层是由透明导电材料制成的薄膜，而下层则是由压敏材料构成的薄膜。
透明导电材料的作用是将电信号传导到下层的压敏材料中，使其能够对外界施加的压力产生反应。
当有物体施加压力到FSR2.0上时，压敏材料会发生形变。
这种形变会导致材料电阻发生变化，进而改变电信号的传导性。
压敏材料的电阻随着物体施加的压力而改变的特性是FSR2.0的核心。
其次，让我们来看看FSR2.0的电阻变化原理。
压敏材料在受压之后，会发生形变，其电阻随之发生变化。
这种电阻变化是非线性的，即压力大小与电阻变化呈非线性关系。
通常来说，当物体施加的压力越大，FSR2.0的电阻值就越小。
反之，当物体施加的压力较小时，FSR2.0的电阻值较大。
通过测量FSR2.0的电阻值，我们可以推算出物体施加的压力大小。
为了更好地测量FSR2.0的电阻变化，我们需要将其连接到电路中。
通常，FSR2.0一端连接到一个电源供电，而另一端则连接到一个模拟到数字转换器（ADC）。
ADC的作用是将FSR2.0的电压信号转换为数字信号，以便计算机或其他电子设备能够对其进行处理和分析。
通过读取ADC输出的数字信号，我们可以了解到物体施加的压力大小和变化情况。
除了电阻变化原理外，FSR2.0还具备其他特性。
例如，它的响应速度较快，可以实现高频率的压力测量。
此外，FSR2.0的尺寸和形状可以根据应用需要进行定制，适用于不同的场景和环境。
FSR原边反馈反激式变换器及原理
FSR原边反馈反激式变换器及原理FSR（Flyback Switching Regulator）原边反馈反激式变换器是一种常见的开关电源拓扑结构，可以同时实现输入输出电压的隔离和转换。
本文将详细介绍FSR原边反馈反激式变换器的工作原理及其特点。
[图片]在FSR原边反馈反激式变换器中，电源输入通过变压器的一侧加入，并由输入电容进行滤波。
控制IC产生的PWM信号控制MOSFET的开关，将输入电压转换为短暂的高功率矩形脉冲，并传输给变压器。
由于变压器的变比，高功率脉冲信号被变压器转换为低功率矩形脉冲信号，然后通过输出二次侧的整流和滤波电路得到所需的输出电压。
1.输入滤波和整流：电源输入先通过输入电容进行滤波，降低电源噪声。
然后，经过整流电路将交流输入转换为直流输入。
2.反激开关：控制IC通过控制频率和占空比产生PWM信号，控制功率MOSFET的通断。
当MOSFET导通时，电源输入电源通过变压器传递到输出端；当MOSFET截止时，输出端的电压会产生反向电压，称为反激。
3.变压器：变压器是FSR变换器的核心组件。
它以一定的变比将输入电压转换为输出电压。
当功率MOSFET导通时，输入脉冲能量被储存在变压器的磁场中；当MOSFET截止时，储存在磁场中的能量通过变压器的绕组耦合到二次侧，并转换为输出电压。
4.输出整流和滤波：由于输出是交流信号，需要进行整流和滤波处理，将其转换为直流输出。
通常，采用整流二极管和输出电容来实现。
1.隔离性：由于变压器的存在，输入与输出之间具有隔离性，使输出与输入之间不会存在电气连接。
这保证了输出的安全性和稳定性。
2.最小化元件数量：FSR变换器相对于其他开关电源结构，所需元件数量较少，减小了系统的复杂性。
3.简化控制电路：FSR变换器采用原边反馈控制方式，可实现电流和电压双回路控制，简化了控制电路的设计。
4.可实现多输出：FSR变换器可通过变压器的设计来实现多种输出，满足不同应用的需求。
反激变换器工作原理
反激变换器
28
V in (min) D max (1 D max )
(V out V D )
NP NS
(10)
V in (max) D min V in (min) D max
(11)
i P (max)
NS
I out
N P 1 D min
1 V in (max) D min 2 f s LP
2 2
C
f
D max I out V out f s
(16)
反激变换器
14
此页之后的内容在讲完变压器电抗器设计之后才细讲。 Iin Vin IP UP IS D US Iout Cf 八. 元器件的选择 Vout 4.变压器的设计
A.选定磁芯材料和型式--- 根据工作频率,磁化形式,传输功率,线圈绕组的绕制等要求, 以及磁芯的磁化曲线,供货情况等来确定磁芯材料. B.确定磁芯型材的大小---Ae,AW,lm 由电流密度参数法,有
Iout Cf 八. 元器件的选择 Vout 4.变压器的设计 根据(20),确定磁芯的大小. 于是得到Ae,AW,lm
C.确定原副边匝数---NP,NS
由(6),(6‘)和(11) 确定
NP
V in (max) D min f s Ae B
(23)
NS
(V out (max) V D ) 1 D min f s Ae B
2 N P I in DB
(34)
B
S
反激变换器
24
Iin Vin
IP UP
IS D US
Iout Cf 八. 元器件的选择 Vout 4.变压器的设计 E.变压器磁芯气隙lg的确定 加气隙后的B - H曲线
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1. .输入电压范围Vin=85—265Vac;2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3. .变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七). 令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。
fsr2.0原理 -回复
fsr2.0原理-回复[fsr2.0原理]：探索柔性传感器的基本原理和应用介绍：柔性传感器(Flexible Sensor) 是一种新型的传感器技术，其特点是可以在曲面、弯曲和拉伸等非平面状况下仍保持灵敏和可靠的工作性能。
其中，fsr2.0 (Force Sensing Resistor 2.0) 是由一家国际知名的传感器制造公司开发的柔性传感器产品，具有重要的应用价值。
本文将分步骤介绍fsr2.0 的原理和应用，并探讨其在多个领域中的潜在应用。
第一步：理解fsr2.0 的基本原理fsr2.0 是一种基于阻性测量的柔性传感器。
在fsr2.0 中，传感器的核心部分是一层薄膜，由导电材料制成。
当外界施加压力或力量到传感器上时，传感器内部的导电颗粒会相互接触并形成导电通路，从而改变材料的电阻。
这种电阻的变化可以通过外部电路进行测量和处理。
第二步：详细解释fsr2.0 原理的工作过程1. 透明导电层：fsr2.0 的顶部是一层透明导电层。
这一层材料可以确保光线能够透过传感器，并保护传感器免受外界环境的影响。
2. 薄膜阻性层：透明导电层下方是一层薄膜阻性层。
这一层薄膜由阻性导电材料制成，具有高灵敏度和良好的柔韧性。
3. 导电颗粒：薄膜阻性层中分布着许多微小的导电颗粒。
这些颗粒可以与周围的颗粒相互接触，当外界施加压力时，颗粒之间的接触面积增大，形成导电通路。
4. 电阻变化：当传感器受到力量作用时，颗粒的接触面积改变，从而改变了薄膜阻性层的整体电阻。
这一电阻的变化可以通过外部电路进行检测。
5. 信号处理：传感器所产生的电阻变化信号通过外部电路进行放大、滤波和数字转换，变成能够读取和理解的电压或数字信号。
第三步：探讨fsr2.0 的应用领域1. 人机交互：fsr2.0 可以应用于触摸屏、手势识别等人机交互设备上。
通过检测触摸屏的压力，可以实现更精准、敏感的触摸操作。
2. 医疗保健：fsr2.0 可以用于生理监测和康复训练等医疗保健领域。
ACF反激电路工作原理
ACF反激电路⼯作原理有源钳位反激电路⼯作原理1、前⾔传统的硬开关反激变换器功率开关管电压、电流应⼒⼤，变压器的漏感引起电压尖峰，必须采⽤⽆源RCD吸收电路进⾏箝位限制，RCD吸收电路的电阻R产⽣额外的功率损耗，降低系统效率，如图1所⽰。
如果将RCD吸收电路的电阻R去掉，同时将⼆极管换成功率MOSFET，这样就变成了有源箝位反激变换器，通过磁化曲线在第⼀、第三象限交替⼯作，将吸收电路的电容Cc吸收的电压尖峰能量，回馈到输⼊电压，从⽽实现系统的正常⼯作。
2、有源箝位反激变换器⼯作原理⾮连续模式DCM有源箝位反激变换器电路结构及相关波形如上所⽰，图中的各个元件定义如下：Lm：变压器初级激磁电感Lr：变压器初级漏感Lp：变压器初级总电感，Lp=Lm+Lrn：变压器初级和次级的匝⽐，n=Np/NsQ1：主功率开关管，DQ1、CQ1为Q1寄⽣体⼆极管和寄⽣输出电容Cc1：Cc1=Cc+CQ1+Cto Qc：箝位开关管，DQc、CQc 为Qc寄⽣体⼆极管和寄⽣输出电容Do：次级输出整流⼆极管Cc：箝位电容Cr：CQ1、CQc以及其它杂散谐振电容Cto总和，Cr=CQ1+CQc+Cto Vsw：Q1的D、S两端电压Vin：输⼊直流电压Vo：输出直流电压Vc：箝位电容3、有源箝位反激变换器开关周期时序分解每个开关周期根据其⼯作状态可以分为8个⼯作状态，各个⼯作模式的状态及等效电路图分别讨论如下：图2：有源箝位反激变换器波形(⾮连续模式DCM)在t0时刻，Q1处于导通状态，Qc、Do保持关断状态。
Lp两端所加的电压为Vin，上端为Vin，下端为0V电位。
Lp激磁，其电流从0开始，随着时间线性上升。
磁芯内磁通量?与激磁电流成正⽐，随着时间线性上升。
副边电感反向截⽌，整流⼆极管反向电压为-(Vin/n+Vo)。
图3：模式1(Q1导通，Qc、Do关断)在t1时刻，Q1关断，Qc 、Do 保持关断状态。
Q1关断后，Lp 和Cr 谐振，激磁电流对1Q C 充电，对QC C 放电，Vsw 电压谐振上升。
反激变换器——精选推荐
5.2 反激变换器反激变换器就是在Buck-Boost变换器的开关管与续流二极管之间插入高频开关变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种DC-DC变换器，因此，反激变换器实际上就是带隔离的Buck-Boost变换器。
反激变换器能量传输的时机与正激变换器正好相反，它是在开关关断期间向负载传输能量。
由于反激变换器的高频变压器除了起变压作用外，还相当于一个储能电感，因此，反激变换器也称之为“电感储能式变换器”或“电感变换器”。
5.2.1 单管反激变换器的组成和工作原理1. 单管反激变换器的电路组成及工作原理单管反激变换器的主电路结构如图5.2.1所示，图中V i为输入电压、V O为输出电压、i O 为输出电流、VT为开关管，VD为续流二极管、C为输出滤波电容、R L为负载电阻。
L1、L2为高频变压器T的原、副边分别对应的电感，流过原、副边的电流分别为i N1、i N2，变压器变比n=N1/N2，变压器变比的倒数用“γ”表示，即γ= N2/N1（后面的分析会发现：对于反激变换器，其有关表达式中用“γ”表示更好）。
oV图5.2.1单端反激变换器的主电路图单管反激变换器的工作原理：在开关管VT导通期间，输入电压V i加在一次电感L1上，流过原边的电流i N1线性增加，高频变压器将电能转换成磁能储存在电感L1中。
因二次绕组同名端与一次绕组同名端相反，使得整流二极管VD因反偏而截止，二次侧无电流流过，负载仅由输出滤波电容C提供电能。
在开关管VT关断期间，流过原边的电流i N1变为零，其变压器二次侧感应电压使续流二极管VD正偏而导通，储存在变压器原边电感L1中的磁能通过互感耦合到L2，变压器释放能量，流过变压器副边的电流i N2线性减小。
可见，反激变换器的高频变压器实际是一个初级与次级紧密耦合的电感器。
显然，对于反激变换器，当晶体管导通时，高频开关变压器的初级电感线圈储存能量；而当晶体管关断时，初级线圈中储存的能量才通过次级线圈释放给负载，即反激变换器在开关管导通期间储存能量，而在开关管关断期间才向负载传递能量。
原边反馈反激式
原边反馈反激式目前比较流行的低成本、超小占用空间方案设计基本都是采用PSR原边反馈反激式，通过原边反馈稳压省掉电压反馈环路（TL431和光耦）和较低的EMC辐射省掉Y电容，不仅省成本而且省空间，得到很多电源工程师采用。
比较是新技术，目前针对PSR原边反馈开关电源方案设计的相关讯息在行业中欠缺。
下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法——以实际为基础。
要求条件：全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。
因充电器为了方便携带，一般都要求小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小，做不到，如果现在还有人这样认为，那你就OUT了。
磁芯以确定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A 5W的电源变压器。
1. EFD15变压器设计目前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所要求。
所以从对变压器作最小漏感设计入手：已知输出电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2,次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。
通过测量或查询BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。
因次级采用三重绝缘线，0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm.为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50~100V的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内，得：(Vout+VF)*n<100,即：n<100/（5+1）,n<16.6,取n=16.5,得初级匝数NP=15*16.5=247.5取NP=248，代入上式验证，（Vout+VF）*(NP/NS)<100,即(5+1)*(248/15)=99.2<100,成立。
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3、PSR的关键技术问题
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2
1、PSR技术简介
1.1 传统的次级端反馈的缺点
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采用传统次级端调节反激式转换器
恒流控制 恒压控制
3
采用传统次级端调节反激式转换器
此方案可提供精确的电压、电流控制，但缺点是： （1）组件数目较多 ，电路板空间 ， 成本 ， 可靠性
（2）采样电阻Ro增加功耗 ， 效率
VIN
NP
NS
T
D
V0
iP LP
LS iS
C0
RL
M
ton toff
Flyback 变换器的原理图
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8
VLP
1
VIN
原边绕组感应电压
0
VIN
NP
NS
T
D
功率管漏源电压
V0
0
iP LP
LS iS
C0
RL
原边绕组电流
ip2
NP NS
VO
VIN
NP NS
VO
VIN
斜率为VIN
ip2
ip2 LP
pk
RL 调整
S
开关频率不固定
PWM方式： 保持 tS 不变
根据 RL 调整 VIN ton
开关频率固定
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2.3.1.1 PWM 恒压（CV）原理
VIN
tS 确定 LP
RL
tS 确定 LP
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保持 tS 不变 开关频率固定
PSR的输出电压
VO VIN ton
RL 2ts LP
FSR原边反馈反激式变换器及 原理
PSR技术
1、PSR技术简介
1.1 传统的次级端反馈的缺点 1.2 PSR技术的优点 1.3 PSR的应用
2、PSR技术的原理
2.1 flyback 变换器的原理 2.2 如何在原边检测输出电压Vo和输出电流Io 2.3 PSR实现恒压和恒流的原理 2.4 PSR恒压功能和恒流功能之间如何实现切换
VD VIN
VA
Vo的信息反映在原边绕组电压VD-VIN以及
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辅助绕组电压VA上
N N
A S
VO
tD tS
NP NS
VO
11
2.2 如何在原边获取Vo、Io的信息
VIN
IP
NP
IS ID
VF
NS
VO IO RL
假设所有元件都是理想的
VD
M
N A VA
原边绕组电压
RS
VD
VIN
NP NS
（3）光耦合器不能工作于高温环境下 (Current transfer ratio degradation due to temperature rises)
（4）光耦合器存在一个低频极点（20-30kHz）
this low frequency pole complicates the feedback loop design
更为高效和优化
5
PSR的典型输出特性曲线
VO
CV
CC
IO
PSR 反激式变换器的典型输出V-I 特性
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1.3 PSR的应用
笔记本、手机、数码相机等数码产品 的锂电子电池的充电器
计算机（PC）的辅助电源 LED 驱动
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7
2、PSR技术的原理
2.1 flyback 变换器的基本原理
PIN
E/T
LPiP2K 2T
LP (VIN 2T LP
ton )2
VIN2 to2n 2TLP
PO
VO2 RL
VO VIN ton
PIN PO
RL 2TLP
9
2.2 如何在原边获取Vo、Io的信息
VIN
IP
NP
IS ID
VF
NS
VO IO
RL
假设所有元件都是理想的
VD
M
N A VA
tD
tS
能在原边检测 Vo、Io的信息
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2.3 PSR实现恒压、恒流的原理
2.3.1 恒压（CV）原理
PSR的输出电压 VO VIN ton
RL 2ts LP
VIN ton LP
LP
RL 2ts LP
I pk
RL LP 2ts
两种恒 压方式
t PFM方式：
保持
I
不变，检测
VO
如果在原边绕组检测Vo的信
息，则需要高压检测电路，
并且会受原边漏感耦合噪声
的影响
所以一般是通过辅助 绕组检测Vo的信息
VA
NA NS
VO
IP
IS
VD VIN
VA
I pk I D, pk
I pk I D, pk
N N
A S
VO
tD tS
NP NS
VO的信息
VIN
IP
IS ID
VF
VO IO
NP
NS
RL
假设所有元件都是理想的
IP
I pk
I pk
VD
M
N A VA
IS
I D, pk
I D, pk
RS
VD VIN
VA
NA NS
VO
NP NS
VO
VA
NA NS
VO
Vo的信息反映在 原边辅助绕组电压VA
IO
tD 2tS
NP NS
I pk
Io的信息反映在 原边峰值电流Ipk
IP
I pk
I pk
IS
I D, pk
I D, pk
RS
VD
IO I D,avg
I D, pk
NP NS
I pk
I D,avg
ID, pk tD 2tS
VIN
IO
tD 2tS
NP NS
I pk
VA
NA NS
VO
tD
Io的信息反映在原边峰值电流Ipk tS
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NP NS
VO
10
2.2 如何在原边获取Vo、Io的信息
VIN
IP
NP
IS ID
VF
NS
VO IO RL
假设所有元件都是理想的
VD
M
N A VA
IP
I pk
I pk
IS
I D, pk
I D, pk
RS
VD
VIN
NP NS
(VO
VF )
VA
NA NS
(VO
VF )
副边电流为0时 VF 0
原边绕组电压
VD
VIN
NP NS
VO
VA
NA NS
VO
辅助绕组电压
2020/a9n/3d limits the crossover frequency
4
1.2 PSR技术的优点
PSR（Primary-Side-Regulation ）： 原边调制
在变压器原边检测输出信息
消除了次级的采样电路
无须使用TL431和光耦合器
减少组件数目，降低了整体电路的复杂性
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RL
调整 ton
RL
VIN
VIN
调整 ton
调整
ton
调整 ton
Vo恒定 Vo恒定
15
PWM方式恒压原理图
VIN
LP
LS
VO
M RS
QR QS
VDD 给芯片供
电
比较器
通过辅助绕组 检测输出电压
Vo的信息
VE
采样 保持
Vref VE 代表输出功
率Po的大小
OSC
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CV：其他条件不变，RL变化时的调整过程
M
ton toff
Flyback 变换器的原理图
开关管M导通时： 原边电流线性增加，斜率为 能量储存在原边
VIN LP
开关管M截止时： 副边电流线性减小，斜率为 能量从原边传递到副边 VO
LS
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0
副边绕组电流
iS 2
iS 2
斜率为 VO LS
0
ton
toff
DCM模式下的电压、电流波形