射频电路设计公式
射频电路设计7

微波放大器与振荡器属于有源器件,是微波电子系统不可缺少的功能单元, 它们分别起着放大及产生微波信号的作用 一般微波晶体管存在稳定及非稳定两个区域,是工作于放大状态还是振荡状 态,取决于输入及输出端的匹配设计 微波晶体管的稳定性 若将微波晶体管视为一个两端口网络,则此网络由一定偏置条件下晶体管的S 参量及外部终端条件ΓL和ΓS确定,如图所示 ΓS ΓL ZS VS ~ [S] ZL
绝对稳定条件3
为得到绝对稳定的充要条件,将ГS,ГL映射到Гout和Гin复平面后,可以得到 |D|<1 D=S11S22-S12S21
是否存在一个因子就能描述绝对稳定条件,即其等价于 K>1, |D|<1
若令因子
1 S 11
*
2
S 22 S 11 D S 12 S 21
此时绝对稳定条件为 μ >1 另外,对于两个器件A与B,若 μA > μB, 则器件A比器件B更稳定,所以可以 说μ因子是器件的稳定度因子。
在射频微波网络中,更为常用的是端口入波和出波变量,因此一般用网络散射参 量和电源反射系数来表示信号源。对于给定的电压源,需将之变换为波源 电压源用电动势Vg,内阻抗Zg表示,波源用电源反射系数Γg和电源波bg表示。下 面推导它们间的关系
a
由上图a可得下式端接条件 V1 = Vg – I1 Zg 波变量a1和b1代入上式端接条件中有 1 Z 0 ( a1 b1 ) V g ( a1 b1 ) Z g Z0
基于电压波、电流波及功率波概念引入的散射参量(S参量)在参数参量和微 波电路分析设计诸方面都显示了很大优势。现在一般是用不同偏置条件及工作频 率下的S参量来表征微波晶体管的性能。
通常生产厂商提供微波晶体管的S参量。大多数情况下,晶体管的S参量能提 供充分的信息来进行分析与设计。
RF电路中的电感的计算方法和计算公式

RF电路中的电感的计算方法和计算公式1第26卷第5期舰船电子对抗2003, 26(5) :46~48射频电路中的电感方涌(船舶重工集团公司723所, 扬州225001)介绍了几种射频电路中常见的电感形式, 给出了其电感值和摘要设计和分析电感, 并阐述了几种电感的实际应用。
Q 值的计算公式, 可用于工程中射频电路电感元件低通滤波器关键词0 引言频率在2GHz 以下的射频电路中, 分布参数尺寸往往太大, 在许多场合不便使用。
集总元件体积小, 因而在有源与无源电路中有广泛的应用。
然而电感是非标准的元件, 很难找到电感元件的器件手册。
如何制作高质量电感元件是射频电路的一个重要问题。
K ≈1. 4+0. 127ln (w /5t ) (4) 式中:R 为金属带的电阻; f 为工作频率; R S 为导电材料的表面电阻; K 为修正因子。
1. 2 单圈电感单圈电感值一般小于10nH 。
其形状如图2所示。
1 射频电路中电感元件的实现1. 1 直金属带电感直金属带和导线段可用来实现低电感, 典型值可达2~3nH , 其电路形式见图1。
图2单圈电感示意图图1 直金属带电感金属带的电感量L 可由下式计算:L =2l{ln [l/(w +t ) ]+0. 5+(w +t ) /(3l ) }(1)式中:l 为导体长度; w 为导体宽度; t 为导体厚度。
金属带的Q 值计算公式为:πf L /R (2) Q =2R =KR s l/[2(w +t ) ](3)收稿日期:? 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.第5期方涌:射频电路中的电感47图3 使用单圈电感的三阶低通滤波器线, 平面螺旋电感的电路形式见图4。
平面螺旋电感值的计算:22) +c 3?ρ+c 4?ρL =μn d a c 1[ln (c 2/ρ]/2(6) 的算术平均值; ρ=d out -d in /(d out +d in ) 表示电感的“空心”程度;c 1~c 4是电感的几何形状系数, 由表1定义。
射频电路 电阻电容耦合计算公式

射频电路电阻电容耦合计算公式一、电阻耦合。
1. 基本概念。
- 在射频电路中,电阻耦合主要用于信号在不同级之间的传递,同时也起到一定的隔离和分压作用。
- 对于简单的电阻分压耦合电路,假设输入电压为V_in,两个串联电阻分别为R_1和R_2,则输出电压V_out的计算公式为:V_out=(R_2)/(R_1 + R_2)V_in。
2. 考虑负载电阻的情况。
- 当输出端接有负载电阻R_L时,情况会变得复杂一些。
如果R_1和R_2组成的分压电路后接负载R_L,此时等效电阻R_eq=R_2∥ R_L=(R_2R_L)/(R_2 +R_L)。
- 那么输出电压V_out=frac{R_eq}{R_1+R_eq}V_in。
3. 功率传输中的电阻耦合。
- 在射频功率传输中,电阻耦合还涉及到功率的分配。
如果一个信号源通过两个电阻R_1和R_2向负载传输功率,信号源电压为V_s,内阻为R_s。
- 负载R_L获得的功率P_L=<=ft(frac{V_out^2}{R_L}),其中V_out根据上述电阻分压公式计算。
二、电容耦合。
1. 电容耦合的基本原理。
- 电容耦合用于在射频电路中传递交流信号,同时阻断直流信号。
对于一个简单的电容耦合电路,假设输入电压为V_in(t)=V_0sin(ω t),耦合电容为C,串联电阻为R。
- 根据电容的阻抗Z_C=(1)/(jω C)(j为虚数单位),电路的总阻抗Z =R+(1)/(jω C)。
- 电流I=frac{V_in}{Z},输出电压V_out=I× R=frac{V_inR}{R+(1)/(jω C)}=(jω CR)/(1 + jω CR)V_in。
2. 多级电容耦合。
- 在多级射频放大器中,采用电容耦合。
如果有n级放大器,每级之间通过电容C_i耦合,各级的输入电阻为R_in,i。
- 对于第i级到第i + 1级的耦合,耦合系数k_i=frac{R_in,i + 1}{R_in,i+R_in,i + 1}(这里假设电容的容抗相对输入电阻可忽略不计,主要考虑电阻的分压关系)。
ads计算晶体管ft和fmax的公式

ads计算晶体管ft和fmax的公式下载提示:该文档是本店铺精心编制而成的,希望大家下载后,能够帮助大家解决实际问题。
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射频微波通讯电路设计(RF-Microwave Communication Circuits Design )

ε eff = λ
(e) (o) ε eff + ε eff
2
c
=
λ0 f l= = = 4 4 ε eff 4 ε eff
求 Z0e,Z0o: c = 10−20 / 20 = 0.1 Z 0e = Z 0 Z 0e = Z 0
3.7365 + 3.2195 = 1.8636 2 3 × 1011 5.8 × 109 = 6.9387mm = 4 × 1.8636
其中 L,C,CC 計算如下
L= C= Z0 50 = = 1.372 × 10−9 H 9 2π f 0 2π × 5.8 × 10 1 1 = = 5.488 × 10−13 F 9 2π f 0 Z 0 2π × 5.8 × 10 × 50 10 10 = = 5.488 × 10−14 F 9 2π f 0 Z 0 2π × 5.8 × 10 × 50
CF 20 −20 20
CC : Coupling Capacitance CC < 0.18 / 2πf0 CF: Coupling Factor
CC =
S-parameter analyze: The magnitude of S11,S21,S31,S41(dB)
Return Loss = -20Log(S11) =39.99 dB Coupling = -10Log(P3/P1) = 19.96 dB Isolation = -10Log(P4/P1) = 40.00 dB Directivity = -10Log(P4/P3) = Isolation – Coupling = 40 – 19.96 = 20.04 dB Insertion Loss = -10Log(1-P3/P1) = 0.0436 dB
高频与射频电路简介和计算公式

1
1
X D CD 2 fCD
从而计算得到分布容抗 XD 为
在 f=2kHz 时,容抗 XD=79.6M 在 f=2MHz 时,容抗 XD=79.6k
在 f=2GHz 时,容抗 XD=79.6
13
分布参数 例-2
例 1-2:如果分布电感 LD 为 1nH,求在 f=2kHz、2MHz 和 2GHz 时,
通信系统的基本组成
波形与频率变换电路
功率放大电路
正弦振荡电路
9
手机前端电路
881MHz
CH 1. Rx 870.03 MHz
881MHz LNA
83.16MHz
450kHz
450kHz
DSP
IF AMP
限幅器
82.71MHz VCO
双工器
953.19MHz VCO
CH 1. Tx 825.03 MHz
7
射频定义
射频(RF,Radio Frequency) 射频的频率范围定义为从30MHz到4GHz 射频通信系统
– 利用更宽的频带和更高的信息容量; – 通信设备的体积进一步减小; – 解决频率资源日益紧张的问题; – 通信信道频率间隙增大,减小干扰; – 小尺寸天线,高增益,移动通信系统
8
高频与射频电路简介和计算公式
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2
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参考书:
– 《射频通信电路》,陈邦媛,科学出版社 – 《射频通信电路设计》,刘长军,科学出版社 – 《射频电路设计——理论与应用》,Reinhold Ludwig
射频电路(系统)的线性指标及测量方法

射频电路(系统)的线性指标及测量方法蒋治明1、线性指标1.1 1dB压缩点(P1dB——1dB compression point )射频电路(系统)有一个线性动态范围,在这个范围内,射频电路(系统)的输出功率随输入功率线性增加。
这种射频电路(系统)称之为线性射频电路(系统),这两个功率之比就是功率增益G。
随着输入功率的继续增大,射频电路(系统)进入非线性区,其输出功率不再随输入功率的增加而线性增加,也就是说,其输出功率低于小信号增益所预计的值。
通常把增益下降到比线性增益低1dB时的输出功率值定义为输出功率的1dB压缩点,用P1dB表示(见图1)。
典型情况下,当功率超过P1dB时,增益将迅速下降并达到一个最大的或完全饱和的输出功率,其值比P1dB大3dB~4dB。
1db压缩点愈大,说明射频电路(系统)线性动态范围愈大。
图1 输出功率随输入功率的变化曲线1.2 三阶交调截取点(IP3——3rd –order Intercept Poind)当两个正弦信号经过射频电路(系统)时,此时由于射频电路(系统)的非线性作用,会输出包括多种频率的分量,其中以三阶交调分量的功率电平最大,它是非线性中的三次项产生的。
假设两基频信号的频率分别是F1和F2,那么,三阶交调分量的频率为2F1-F2和2F2-F1。
图2是输入信号和输出信号的频谱图。
图3反映了基频(一阶交调)与三阶交调增益曲线,当输入功率逐渐增加到IIP3时,基频与三阶交调增益曲线相交,对应的输出功率为OIP3。
IIP3与OIP3分别被定义为输入三阶交调载取点(Input Third-order Intercept Point)和输出三阶交调载取点(Output Third-order Intercept Point)。
三阶交调截取点(IP3)是表示线性度或失真性能的重要参数。
IP3越高表示线性度越好和更少的失真。
图3中A 线是基频(有用的)信号输出功率随输入功率变化的曲线,B 线是三阶失真输出功率随输入功率变化的曲线。
超高频RFID射频接口电路设计

超高频RFID射频接口电路设计1 引言近年来,915MHz以及2.45GHz等UHF波段的射频标签由于工作距离远,天线尺寸小等优点越来越受到重视。
射频标签芯片的射频接口模块包括电源恢复电路、稳压电路和解调整形电路。
射频接口的设计直接影响到射频标签的关键性能指标。
本文对射频标签能量供应原理进行了详细的理论分析,并完成了电源恢复电路、稳压电路和解调整形电路的设计。
2 原理分析2.1 电源恢复无源射频标签依靠读写器发射出的电磁波获取能量。
标签芯片获得的能量与很多因素都有关系,例如空间环境的反射,传播媒介的吸收系数,温度等。
在理想自由空间,连续载波的情况下,有下面的近似公式:620)this.style.width=620;" border=0 alt=超高频RFID射频接口电路设计src="技术2021/4o3knkekyji2021.jpg">式中,Ptag_IC是芯片接收到的能量,Preader为读写器发射功率,Gtag是标签天线增益,Greader是读写器天线增益,R为标签到读写器的距离。
可以看到,标签接收到的功率主要和距离与载波频率相关,随距离的增大迅速减小,随频率的增加而减小。
PreaderRreader也称为EIRP,即等效全向发射功率。
它受到国际标准约束,通常在27~36dBm左右。
例如,按照北美标准,读写器等效发射功率EIRP应小于4W,即36dBm。
在自由空间中,915MHz的信号在4m处衰减为43.74dB。
假设标签天线增益为1.5dBi,则在4m处无源射频标签可能获得的最大功率只有约-6.24dBm,238W。
利用标准的偶极子天线,在915MHz天线端能够获得的电压约200mV。
在如此低的输入信号幅度下,采用普通全波或半波整流电路无法获得所需的直流电压,因此需要采用倍压结构的电源恢复电路。
倍压结构的电源恢复电路如图1所示。
图中的二极管在实际应用时通常用MOS管替代。
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射频电路设计对特性阻抗Z的经验公式做公式化处理,参见P61
波阻抗公式:
E
H
=Z=√μ/ε=377Ω∗√μ′/ε′ 相速公式:
v=ω
β
=
1
√εμ
电抗公式:
Xc=
1ωC
Xl=ωL 直流电阻公式:
R=
l
σS
=
l
πa2σ
高频电阻公式:
R′=a
2δ
R
高频电感公式:
L=R′ω
趋肤厚度公式:
δ=
1√πfμσ
铜线电感实用公式:
L′=R
a
2ω
√πfμσ=
2l
σπa2
∗
1
4πf
√πδμσ=
2l
4πa
√μ0/πσf=
1.54
√f
高频电容公式:
C=εA d
高频电导率:
G=σA
d
=
ωεA
d(tanΔ)
=
ωC
tanΔ
电容引线电感经验公式:
L′=Rd∗
a
2ω
√πfμ.σ=
2l
4πa
√
μ.
πσf
=
771
√f
电容引线串联电阻公式:
R′=R∗a
2δ
=
2l
2πaσ
√πfμ.σ=
l
a
√
μ.f
πσ
=4.8√f μΩ
电容漏电阻:
R=1
G
=
1
2πfC∗tanΔ
=
33.9exp6
f
MΩ
TanΔ的定义:
ESR=tanΔωC
空气芯螺旋管的电感公式:
L=πr2μ.N2
l
螺旋管的电容:
C=ε.∗2πrN∗
2a
(
l
N)
=4πε.∗
raN2
l
微分算符的意义:
∇ x=
0−
∂
∂z
∂
∂y ∂
∂z
0−
∂
∂x −
∂
∂y
∂
∂x
电容,电感,电导,电阻的定义:
C=εw d
L=
d μw
G=σw d
R=
d σw
特性阻抗表达式:
Z =√L C
若是平行板传输线:
Z =√μεd w
关于微带线设计的若干公式: w/h < 1时,
Z =Z.
2π√ε′
(8ℎw +w
4ℎ)
其中, Z.=376.8Ω
ε′
=εr +12+εr −12((1+12h w
)
−1
2
+0.04(1−w h
)2
)
w/h>1时
Z =
Z.
√ε′∗(1.39+w h +23ln (w
h +1.444))
其中,
ε′=
εr +12+εr −12(1+12h
w
)−1
2
如何设计微带线w/h<2时:
w h =8e A e 2A −2
其中,
A =2πZ Z.√εr +1 2+(εr −1)εr +1(0.23+0.11
εr
) w/h>2时:
W h =2π(B −1−ln (2B −1)+εr −12εr (ln (B −1 )+0.39−0.61εr
)) 其中,
B =Z.π2Z √εr
反射系数的定义:
γ=V−V+
γ=Zl−Z0 Zl+Z0
驻波的表达式:
V(d)=V+(e jβd−e−jβd )
v(d,t)=2V+sinβd cos(ωt+π2 )
V(d)=A(d)(1+γ(d))
γ(d)=γ.e−j2βd
驻波比公式:
SWR=|Vmax|
|Vmin|
=
1+|γ.|
1−|γ.|
终端有载传输线的输入阻抗:
Zin=Z.Zl+jZ.tanβd Z.+jZl tanβd
其中,
β=2πλ
1/2波长传输线:
Zin=Zl 与特性阻抗无关
1/4波长传输线:
Zin=Z²/Zl
Z=√ZiZl
阻抗变换设计经验:
Condition
f=500MHz
Zl=25Ω
Zin=50Ω
d=1mm
εr=4 Process
Z(line)=√Zl∗Zin =d
w
√
μ
ε
=35Ω
w=
d
Z(line)
√
μ
ε
=5.24mm
L=μd
w
=235.h n\m
C=w
εd
188.6pF\m
l=λ
4
=
1
4f√LC
=74.97 mm。