正激式高频变压器的设计
正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解
正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解高频变压器作为电源电子设备中的重要组成部分，起到了将输入电压进行变换的作用。
根据不同的使用环境和要求，电源电路中的电感元件可分为正激式、反激式和双端开关电源。
下面就分别对这三种电源的高频变压器设计进行详解。
1.正激式电源变压器设计正激式电源变压器是将输入电压通过矩形波进行激励的一种变压器。
其基本结构包括主磁线圈和副磁线圈两部分，主磁线圈用来耦合能量，副磁线圈用来提供输出电压。
正激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。
(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。
(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。
(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。
2.反激式电源变压器设计反激式电源变压器是通过反馈控制来实现变压的一种变压器。
其基本结构包括主磁线圈、副磁线圈和反馈元件等。
反激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。
(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。
(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。
(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。
(7)选择合适的反馈元件：根据反馈控制的需要来选择合适的反馈元件，并设计合适的反馈回路。
单端正激式高频开关电源设计探讨
单端 正激式 高频 开关 电源 的特 点之 一就 在于它的高频化，开关频率的提高能够提高系 统的抗干扰性并且改善动态性能，对于单端正 激 式 高 频 开 关 电源 的 变 压 器 的 尺 寸 和 电 容 电感
现对 电流平均值的保护，属于截 流式保护。通 过调节分散 压比可改变开关管的限流值 ，实现 工业革命 被命 名为 “ 电气时代 ”，电气 引 都能够做到有效地减小。单端正激式高频 开关 电流瞬时值的逐周期比较 ，属于限流式保护。 个新的时代，可见电力的应 用在任 何行 电源 高频化 的要求会 带来 一个新 的问题 ，高频 两种过流保 护互为补 充， 使 电源更为安全可靠。 ５ 叟 ｂ 于无法替代 的地位 。电源技 术服务 于各 化增加 ，随之 噪声 也会加 大，采用 部分谐振转 采 用 电 流 互 感 器 采 样 ， 使 控 制 电 路 与 主 电路 隔 《 域和行业，其 本身具有的实用性极 强，根 换回路技 术，在 原理上不仅 可以降低 电子 元件 离，同时与电阻采样相比降低了功耗 ，有利于 ； 同行业不同的特点， 电源技术的使用也千 的 工作 噪音 还 能够 提 高频 率 。 提高整个电源的效率。 别，但 是始终是必不可少 的。 单端正激 式 高频 开关 电源 的发展 也离 不 ３ 结 束语 草端 正激式 高频开 关电源设计 历程和 开当代 先进 的科 学技 术，计 算机 技术 就能够
时还要保证其中的储能原件的功能不能有所降
低。
键词 】单端正 激式 高频开 关电源设 计 电 术 设 计 探 讨
电流反 馈 电路也 是重要 的一 部分 ，采用 电流互感器 ，通过检测开关管上 的电流作 为采 样 电流 。电流 互感器 的输 出分为电流平均值反 馈和 电流瞬时值反馈两路。输出脉冲关断，实
高频变压器的设计
高频变压器制作脉冲变压器也可称作开关变压器，或简单地称作高频变压器。
在传统的高频变压器设计中，由于磁芯材料的限制，其工作频率较低，一般在20kHz左右。
随着电源技术的不断发展，电源系统的小型化、高频化和大功率化已成为一个永恒的研究方向和发展趋势。
因此，研究使用频率更高的电源变压器是降低电源系统体积、提高电源输出功率比的关键因素。
随着应用技术领域的不断扩展，开关电源的应用愈来愈广泛，但制作开关电源的主要技术和耗费主要精力就是制作开关变压器的部件。
开关变压器与普通变压器的区别大致有以下几点：(1)电源电压不是正弦波，而是交流方波，初级绕组中电流都是非正弦波。
(2)变压器的工作频率比较高，通常都在几十赫兹，甚至高达几十万赫兹。
在确定铁芯材料及损耗时必须考虑能满足高频工作的需要及铁芯中有高次谐波的影响。
(3)绕组线路比较复杂，多半都有中心抽头。
这不仅增大了初级绕组的尺寸，增大了变压器的体积和重量，而且使绕组在铁芯窗口中的分布关系发生变化。
图1 开关电源原理图本文介绍了一款如图1所示的DC—DC变换器，输入电压为直流24V，输出电压分别为5V及12V的多路直流输出。
要求各路输出电流都在lA以上，核心器件是美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片UC3842，最高工作频率可达200kHz。
根据锌锰铁氧体合金的优异电磁性能，通过具体示例介绍工作频率为100kHz的高频开关电源变压器的设计及注意事项。
2变压器磁芯的选择与工作点的确定2．1 磁芯材料的选择从变压器的性能指标要求可知，传统的薄带硅钢已很难满足变压器在频率、使用环境方面的设计要求。
磁芯的材料只有从坡莫合金、铁氧体材料、钴基非晶态合金和超微晶合金几种材料中来考虑。
坡莫合金、钴基非晶态价格高，约为铁氧体材料的数倍，而饱和磁感应强度B s也不是很高，且加工工艺复杂。
考虑到我们所要求的电源输出功率并不高，大约为30W，因此，综合几种材料的性能比较，我们还是选择了饱和磁感应强度B s较高，温度稳定性好，价格低廉，加工方便的性价比较低的锌锰铁氧体材料，并选以此材料作为框架的E I28来绕制本例中的脉冲变压器。
高频变压器设计解读
高频变压器设计解读高频变压器是现在电子变压器行业关注的热点，想来很多工程师对高频变压器的设计方法应该都挺感兴趣的，今天和大家分享高频变压器设计方法的详解，希望对大家有用。
高频变压器的设计包括：线圈参数的设计，磁芯材料的选择，磁芯结构的选择，磁芯参数的设计，组装结构的选择等内容。
下面对高频变压器线圈参数的计算与选择、磁芯材料的选择、磁芯结构的选择、磁芯参数的设计和组装结构的选择进行详细介绍。
高频变压器线圈参数的计算与选择高频变压器的线圈参数包括：匝数、导线截面(直径)、导线形式、绕组排列和绝缘安排。
原绕组匝数根据外加激磁电压或者原绕组激磁电感(储存能量)来决定，匝数不能过多也不能过少。
如果匝数过多，会增加漏感和绕线工时;如果匝数过少，在外加激磁电压比较高时，有可能使匝间电压降和层间电压降增大，而必须加强绝缘[5]。
副绕组匝数由输出电压决定。
导线截面(直径)决定于绕组的电流密度。
还要注意的是导线截面(直径)的大小还与漏感有关。
高频变压器的绕组排列形式有：①如果原绕组电压高，副绕组电压低，可以采用副绕组靠近磁芯，接着绕反馈绕组，原绕组在最外层的绕组排列形式，这样有利于原绕组对磁芯的绝缘安排②如果要增加原和副绕组之间耦合，可以采用一半原绕组靠近磁芯，接着绕反馈绕组和副绕组，最外层再绕一半原绕组的绕组排列形式，这样有利于减少漏感。
另外，当原绕组为高压绕组时，匝数不能太少，否则，匝间或者层间电压相差大，会引起局部短路。
对于绝缘安排，首先要注意使用的电磁线和绝缘件的绝缘材料等级要与磁芯和绕组允许的工作温度相匹配。
等级低，满足不了耐热要求，等级过高，会增加不必要的材料成本。
其次，对在圆柱形磁路上绕线的线圈，最好采用线圈骨架，既可以保证绝缘，又可以简化绕线工艺。
另外，线圈最外层和最里层，高压和低压绕组之间都要加强绝缘。
如果一般绝缘只垫一层绝缘薄膜，加强绝缘应垫2～3层绝缘薄膜。
高频变压器磁芯材料的选择高频变压器磁芯一般使用软磁材料。
正激式高频变压器设计公式
2
�
f s :为变换器的开关频率;
K :为变压器的窗口系数; 在三绕组去磁正激变换器中, D max
η 1 :为变换器在低限满载时的效率.
= 0.48 , KT = D max ≈ 0.69
Bm = ( B max Br ) / 2
( B max Br ) / 2 , B max p Bs
第 I,III 象限激磁/去磁的拓扑: Bm
= B max , B max p Bs
1
正激变换器中的高频变压器设计公式
J :为变压器原副边导线的电流密度( A / mm 2 ) ;
WaAc =
0.69 Po max × 10 6 (cm ) 4 Bmf sKJη1
在谐振去磁或有源去磁正激变换器中, D max
= 0.7 , KT = D max ≈ 0.84
Bm = BLeabharlann max0.84 Po max × 10 6 WaAc = (cm ) 4 Bmf sKJη1
显然,后者的变压器大小要比前者小.
正激变换器中的高频变压器设计公式
正激变换器中的高频变压器设计公式
张兴柱 博士 (1) :电路图
Vin
去磁 电路
ip (t)
vp (t ) Np
Φ
i s (t )
Vo
vs (t )
Ns
(2) :主要波形
v p (t )
三绕组去磁单正激
V in
dT
s
dT s T s V in
有源箝位正激
B (t ) Br
B
max
is (t ) I o
(3) :面积积公式
WaAc
=
KTPo max × 10 6 (cm ) 4 Bmf sKJη1
正激式变压器的设计6
使Pfe略小於Pcu. ΔB選得過小會使匝數增加,Pcu增大,產品体積變大,但ΔB選得過高,則Pfe將增加.且易飽 和.PC40材最高可取ΔB=300MT. 此時Pfe稍高,可調節電路導通比ton/Ts (D)來解決鐵損問題.
本例選擇75%Bm: ΔB=(390-55)*0.75≒251mT≒0.25T.
Step1 選擇core材質.決定△B.
功率變壓器所用功率鐵芯應選擇高μi.低損. 高Bs材料.目前因軟磁鐵氧體具備以上要求而被得以
廣泛應用.在此選用TDK之 PC40 材質.其相關參數:
Pcv: 410 kw/m3 @ 100KHZ 正弦波
μi : 2300±25% Bs : 390mT
Br : 55mT
fs : 變壓器工作頻率 ( HZ ) J : 電流密度 ( A ) .根據散熱方式不同可取300~600 A/cm2
Ku: 銅窗占用系數. 取0.2.
正激式变压器的设计.xls 6 / 10
Lisc Oct.
三 .設計舉例: Step0 取得相關規格(SPEC)
例: 155W PC Power MAIN X'FMR. SPEC: INPUT: AC 180~265V 50HZ
OUTPUT:ห้องสมุดไป่ตู้DC +5V-15A +3.3V-12A +12V-4.2A
100W MAX TOALT 155W
η≧68%, fs: 100KHZ; 電路接線圖如圖 3. 風冷散熱.
Step2 確定core AP值.決定core規格型號. AP=AW*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)
式中 AW: core之銅窗面積. ( cm2) Ae: core有效截面積 . ( cm2)
高频变压器设计规范
高频变压器设计规范目录1.目的 (2)2.适用范围 (2)3.引用/参考标准或资料 (2)4.术语及其定义 (2)5.规范要求 (2)6.附录 (12)1.目的为了实现高频变压器设计的标准化，为我司工程师在设计变压器过程中提供参考，特制订此规范。
2.适用范围本规范适用于公司所有正激变压器及反激变压器的设计。
3.引用/参考标准或资料无。
4.术语及其定义正激变压器：因其初级线圈被直流电压激励时，次级线圈正好有功率输出而得名。
反激变压器：又称单端反激式变压器或Buck-Boost转换器。
因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。
5.规范要求5.1高频变压器磁芯材料与几何机构在大多数开关电源的高频变压器中，常用的软磁材料有铁氧体，铁粉芯，恒导合金，非晶态合金及硅钢片。
主要应用软磁材料四个特性：磁导率高、矫顽力小及磁滞回线狭窄、电阻率高、具有较高饱和磁感应强度。
现我司高频变压器通常采用锰锌铁氧体材料。
磁芯厂家都生产了一系列不同材质的磁芯，各厂家有自己的命名规范。
以常用的PC40（TDK命名规范）材质为例，东磁表示为DMR40，天通则表示为TP4，实际性能差异几乎可忽略不计。
通常我们关注的磁芯参数主要有初始磁导率，饱和磁通密度Bs，剩磁Br，矫顽力Hc，功耗Pv，居里温度Tc，在高频变压器的设计以及日后应用过程中，这些参数往往起到非常重要的作用。
图1所示各种磁芯的几何形状有EE型、ETD型、PQ型等多种。
EE型、ETD型、PQ型也是我司高频变压器设计时通常采用的磁芯结构。
每种规格磁芯对应多种尺寸可供选择。
一般每种类型及尺寸的磁芯，其对应的骨架是一定的，变动一般在于pin数和pin针间距的不同，设计者可根据实际应用需求选择，也可以联系骨架厂商进行开模定制。
图5.1 各种几何结构的变压器磁芯图1 磁芯的几何形状5.2高频变压器常用材料介绍上节主要介绍了高频变压器的磁芯特性及结构，除此以外，要构成一个完整的高频变压器，主要材料还有：导线材料，压敏胶带，骨架材料。
正激、反激式、双端开关电源高频变压器设计详解
一、正激式开关电源高频变压器：No待求参数项 详细公式1 副边电压Vs Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
2、0.5是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。
3 临界输出电感Lso Lso = (Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax2/(2*f*Po)1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Lso]}dt = Po2、Ton=θon/f4 实际工作占空比θon 如果输出电感Ls≥Lso：θon=θonmax否则： θon=√{2*f*Ls*Po /[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]}1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls]}dt = Po2、Ton=θon/f5 导通时间Ton Ton =θon /f6 最小副边电流Ismin Ismin = [Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon2/(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls+Ismin]}dt = Po2、Ton=θon/f7 副边电流增量ΔIs ΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls8 副边电流峰值Ismax Ismax = Ismin+ΔIs9 副边有效电流Is Is = √[(Ismin2+ Ismin*ΔIs+ΔIs2/3)*θon]1、Is=√[(1/T)*∫0ton(Ismin+ΔIs*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T10 副边电流直流分量Isdc Isdc = (Ismin+ΔIs/2) *θon11 副边电流交流分量Isac Isac = √(Is2- Isdc2)12 副边绕组需用线径Ds Ds = 0.5*√Is电流密度取5A/mm213 原边励磁电流Ic Ic = Vp*Ton / Lp14 最小原边电流Ipmin Ipmin = Ismin*Ns/Np15 原边电流增量ΔIp ΔIp = (ΔIs* Ns/Np+Ic)/η16 原边电流峰值Ipmax Ipmax = Ipmin+ΔIp17 原边有效电流Ip Ip = √[(Ipmin2+ Ipmin*ΔIp+ΔIp2/3)*θon]1、Ip=√[(1/T)*∫0ton(Ipmin+ΔIp*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T18 原边电流直流分量Ipdc Ipdc = (Ipmin+ΔIp/2) *θon19 原边电流交流分量Ipac Ipac = √(Ip2- Ipdc2)20 原边绕组需用线径Dp Dp = 0.55*√Ip电流密度取4.2A/mm221 最大励磁释放圈数Np′ Np′=η*Np*(1-θon) /θon22 磁感应强度增量ΔB ΔB = Vp*θon / (Np*f*Sc)23 剩磁Br Br = 0.1T24 最大磁感应强度Bm Bm = ΔB+Br25标称磁芯材质损耗P Fe(100KHz 100℃ KW/m3)磁芯材质PC30：P Fe = 600磁芯材质PC40：P Fe = 45026 选用磁芯的损耗系数ωω= 1.08* P Fe / (0.22.4*1001.2)1.08为调节系数27 磁芯损耗Pc Pc = ω*Vc*(ΔB/2)2.4*f1.228 气隙导磁截面积Sg 方形中心柱：Sg= [(a+δ′/2)*( b+δ′/2)/(a*b)]*Sc 圆形中心柱：Sg= {π*(d/2+δ′/2)2/[π*(d/2)2]} *Sc29 有效磁芯气隙δ′ δ′=μo*(Np2*Sc/Lp-Sc/AL)1、根据磁路欧姆定律：H*l = I*Np 有空气隙时：Hc*lc + Ho*lo = Ip*Np又有：H = B/μ Ip = Vp*Ton/Lp 代入上式得：ΔB*lc/μc +ΔB*δ/μo = Vp*Ton*Np /Lp 式中：lc为磁路长度，δ为空气隙长度，Np为初级圈数，Lp为初级电感量，ΔB为工作磁感应强度增量；μo为空气中的磁导率，其值为4π×10-7H/m；2、ΔB=Vp*Ton/Np*Sc3、μc为磁芯的磁导率，μc=μe*μo4、μe为闭合磁路（无气隙）的有效磁导率，μe的推导过程如下：由：Hc*lc=Ip*Np Hc=Bc/μc=Bc/μe*μo Ip=Vp*Ton/Lpo 得到：Bc*lc/(μe*μo)=Np*Vp*Ton/Lpo又根据：Bc=Vp*Ton/Np*Sc 代入上式化简 得：μe = Lpo*lc/μo*Np2*Sc5、Lpo为对应Np下闭合磁芯的电感量，其值为：Lpo = AL*Np26、将式步骤5代入4，4代入3，3、2 代入1得：Lp =Np2*Sc/(Sc/AL +δ/μo)30 实际磁芯气隙δ如果δ′/lc≤0.005： δ=δ′如果δ′/lc＞0.03： δ=μo*Np2*Sc/Lp 否则 δ=δ′*Sg/Sc31 穿透直径ΔD ΔD = 132.2/√f32 开关管反压Uceo Uceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′33 输出整流管反压Ud Ud = Vo+√2 *Vinmax*Ns/Np′34 副边续流二极管反压Ud′ Ud′=√2 *Vinmax*Ns/Np二、双端开关电源高频变压器设计步骤：No待求参数项 详细公式1 副边电压Vs 如果为半桥：Vs = Vp*Ns/(2*Np) 否则： Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
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电子报/2007年/8月/5日/第012版
资料
正激式高频变压器的设计
成都立新
由于高频变压器在开关电源中已被广泛的使用，所以，高频变压器的设计是一重要课题。
按照高频变压器的工作方式，可分为正激式和反激式两种。
高频变压器工作时是利用一电子开关的高速通断，从而使变压器进行能量传输。
当电子开关导通时，变压器进行能量传输，称为正激式；反之，即电子开关截止时，变压器进行能量传输，称为反激式。
这里，笔者介绍正激式高频变压器的设计方法，如图1所示。
该变压器一般设计的使用功率为50～500W。
图1中已标明变压器T各绕组安装时规定的同名端，以便以下分析。
当功率开关管M1接通时（给M1栅极上外加脉冲开关信号，在变压器T的主绕组N1中有电流通过），其自感电动势a点为＋，b点为－，这样在变压器的N1中就储存了磁能。
该能量传输到次级绕组N2上（e点为＋，f点为－），使二极管D2正向偏置，有电流通过D2、电感L和负载RL。
而此时D3是处于反向偏置，所以无电流通过D3。
当功率开关M1截止时（M1栅极开关信号为“0”电平），变压器T所有绕组以及L的感应电压都反向，D2也处于反向偏置状态。
由于电感器L的电流不能突变，D3（是续流管）导通，负载RL仍有电流通过。
此时，次级绕组中无电流通过。
由此可见，变压器T从初级到次级的能量传输是在开关M1导通时完成的，这一过程通常称为正激式变换（反之，若上述的能量传输是在M1截止时完成，称为反激式变换，这里不讨论）。
在上述的变压器T正激式变换中，为了避免变压器T或电感器L产生饱和，要求开关管M1导通时的电压与时间的乘积（U×T）应等于M1截止时的反向电压与时间的乘积。
为此，设定M1时间为T ON，T初级绕组电压设为Uin （初级绕组电流由N1的a流到b），由此时的电压×时间：Uin×Ton……（1）。
然而，当电子开关M1截止时，没有电流流过变压器T，结果是电压与时间的乘积就会不平衡，这种不平衡将导致变压器T饱和。
为了解决变压器可能饱和的问题，在变压器T中增加了第三绕组N3和一只快恢复二极管D1。
抗饱和的工作原理是当M1瞬时截止时，第三绕组N3的感应电压。
c～d反向，此时c点为正，d点为负，且其感应电压高于Uin，因此D1开始导通，这就平衡了铁芯的电压和时间的乘积，这一过程称为铁芯的去磁或复位。
设N1、N2、N3分别是初级绕组、次级绕组和第三绕组的匝数，再设M1导通时，次级绕组的感应电压为：
N2／N1×Uin (2)
若M1截止时，次级绕组的感应电压为：
－Uin×N2／N3 (3)
关于高频变压器正向激励时的脉冲波形占空比的问题，为了保证高频变压器传送能量时的高效率和避免变压器铁芯的饱和，要求脉冲的占空比略高于50%为好。
根据公式（1），铁芯复位的电压×时间
＝Uin×N2／N3×Tr (4)
式中的Tr是铁芯复位所需的时间。
按照以上要求，应有以下方程成立：
Uin×Ton＝Uin×N1／N3×Tr
则Tr＝（Uin×Ton）／（Uin×N1／N3） (5)
由方程（5）看出，在设计变压器T时，如果选用绕组时，设定N1＝N3，则工作变压器T 的脉冲占空比接近50%。
为了降低铁芯的复位时间，可以减少方程（5）中的恢复时间Tr，如图2的初级电流Ir、开关电压Usw和电感电流I L之间关联的波形图所示。
为此在设计变压器绕组时，可提高绕组N1／N3的比值，即减少N3的匝数，若设定I f x＝N1／N3＝1.5，则Tr＝Ton／1.5＝0.66Ton (6)
此时的占空比：
ηmax＝Ton／（Ton＋0.66Ton）×100＝60% (7)
（7）式说明，工作变压器的占空比略高于50%时，开关电压的最大值就受到限制。
在电路中，如果选择额定电压较高的MOS型场效应管，就能满足上述占空比的选择。
1.变压器铁芯面积（Ae）的设计
根据法拉第电磁感应定律
UT ON＝NAeΔB
Ae＝VT ON／NΔB，式中N为变压器绕组匝数，B为铁芯磁通密变（webe──韦帕）。
按定义导得Ton＝Dmax／f s其中f s为变压器的工作频率（Hz）， Dmax为选择的最大占空比。
将此式代入上式化简得
Ae＝（U in、min×D max）／（Np×ΔB×f s） (8)
再计算平均值输入直流（DC）电流：
I in.dc＝P in／U in.min＝P o／（U in.min×η） (9)
计算输入有效值（rms）电流：
计算电流强度：
N p×a p＝A W×K W
主绕组安匝数：
N p×I in.rms＝J×A W×K W
铁芯面积乘积：
A C A W＝（P o（D max）3／2）／（K W×J×η×ΔB×fs） (13)
式中：Ae代表铁芯横截面积（m2）
Aw代表铁芯口总面积（m2）
Po代表输出功率
n代表变压器效率
2.变压器绕组设计
N p＞（U in、min×D max）／（Ae×ΔB×fs）
匝数比（N）＝N p／N s
＝（（I in.rms－Uds.sat）×D max）／（U o＋U d）
N s＝N p／N
等式中Uds.sat代表MOSFET场效应管导通时的饱和压降，其值与所选场效应管型号有关，与导通电阻Rds、on和通过MOSFET导通电流有关。
铁芯截面参见表1，导线选择参见表2。