大容量多电平变换器PWM控制技术现状及进展

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多电平变换器的空间矢量模型()*
三相多电平变换器电路模型是一个三相电压源， 该电压
源的每一相可以输出多级直流电平，对于一个 % 电平变换 器，假设每一级的电 平 值 为 & D’97 EF% G!H， 则 每 相 可 输 出 I， &， J& ……， F% K-H&，共 % 种不同的电平值。 图J 示出典型的多电平变 换器带三相对称负载 的开关模型。
图 ’ 多电平变换器开关模型 图中 ().(*.(+—三相的开关函数， —— 且 ().(*.(+,｛ I.-.…%K-｝ 图 ! 各种五电平载波调制示意图 —三相输出. #)D()&.#*D(*&.#+D(+& #).#*.#+——
虽然通过一定的方式分解控制波， 可在 "( 方式下获得 类似于 "& 方式的谐波消除效果， 但这显然失去了 "( 方式的 模块化的优点。"( 方式已成为 * 桥多电平电路的标准 "+, 控制方法， 与其它 "+, 控制方法相比， 有以下的优点： （-） 在任何调制比 !.即任何频率下保证各单元桥具有 相同的输出电压、 功率和开关频率， 而其它的载波方式在 ! 降低时， 会出现部分单元桥没有 "+, 电压输出， 造成单元桥 之间的输出功率不一样，输出电压的等效开关频率下降， 使 得输出电压的谐波含量增加； （’） 与主电路的模块化结构相一致，"( 载波与 "+, 方 式中各个单元的载波和调制波相比也呈现模块化的结构； （)） 对于同样的载波频率，"( 方式下输出电压的频率是 载波频率的 " 倍 （当载波移相等于 ’!/"， 。 " 为串联单元数） 对于无中线三相对称系统， 在三相电压中加入 0 的倍数 次谐波时， 不会影响负载电压波形。基于此， 在正弦调制波中 加入不同的零序分量可实现载波调制的优化控制。优化目标
第 !" 卷第 # 期 $%%# 年 &% 月
电力电子技术 ’()*+ ,-*./+(01.2
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大容量多电平变换器 #$% 控制技术现状及进展
李永东，高 跃，候 轩
（清华大学，北京 &%%%NM） 摘要： 多电平 ’:; 控制技术是多电平变换器研究的核心内容之一。 基于传统两电平 ’:; 技术的研究经验， 经 过近十几年的发展， 多电平 ’:; 控制技术已形成了几类不同的实现方法， 同时新的控制方法还在涌现。 与两电平相 比， 多电平 ’:; 控制需要面对一些新的问题， 拓展 ’:; 控制的内涵， 进而形成新的 ’:; 控制思路。按照目前的发 展情况， 多电平 ’:; 控制方法一般有多电平载波 ’:; 方法、 多电平空间矢量 ’:; 方法， 以及其他优化的 ’:; 方 最后指出多电平空间矢量法和载波调制法在一定条件 法。本文对已有的多电平 ’:; 控制技术进行了归纳和分析， 下具有内在的一致性。 关键词： 变换器；脉宽调制 O 多电平；空间矢量调制；载波调制；零序分量控制 中图分类号： P;MQM 文献标识码： K 文章编号： &%%%R&%%ST$%%#G%#R%%%$R%#
34 包括平衡中点电压、 提高电压利用率、 降低开关损耗等12， 。以
以变换器直流侧最低电位为参考零点 I， 则每一相输出 的电平序数可表示为 I， ……F%K-H。根据空间矢量的定义， -， 多电平变换器三相输出的空间矢量定义为L
% （()M!(*-!J(+） （!） !D J & D& $ ! (*.(+ " MO # ) ! J()N(*.(+ " 0 ) 根据该定义，可得多电平变换器在 !P" 直角坐标系下， 的输出空间状态矢量图， 而且可知， 三相多电平变换器有 %)
种输出开关状态， 对应 -MA&/ 个基本矢量。图 ) 示出四电
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平变换器空间矢量图。
二极管箝位型结构、 电容箝位型结构、 以及层叠式多单元结 构为例， 因开关特性的非理想性、 负载波动以及电容参数的 偏差， 某一时刻逆变器输出的电流大小和方向会影响与之相 因此需考虑 #$ 的平衡控制问题。这样， 在三 关的 #$ 的大小， 相正弦调制波中叠加零序分量，不影响输出线电压的大小， 且可以控制相应电容的充放电状态， 实现 #$ 的平衡控制。 还有特定谐波优化 "+,、 电流滞 在两电平 "+, 当中， 环 "+, 等基于另外一种思路的优化 "+, 方法。对于多电 平变换器，也可以采用优化 "+, 技术，如特定谐波消去 "+, 方法、多级电流滞环的方法，其中以特定谐波消去法 （(5657859 *:;<=>?7 @6?<?>:8?=> "+,， 较常用1A4。 (*@"+,）
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大容量多电平变换器 "+, 控制技术现状及进展 （!） "# 方式的谐波性能最好，尤其是线电压谐波性能， $"%& 次之， "%& 效果最差； （’） 前提是在一个基波 $"%& 和 "( 有相同的谐波性能， 周期内总的开关次数相同； 在 "( 方式下， 通过不连续的控制波与移相载波的 （)） 比较， 可得类似 "& 方式的谐波性能。 成 "+, 波形。由于该方法将逆变器和电动机看成一个整体 来处理， 便于微机实时控制， 并具有转矩脉动小， 噪音低， 电 压利用高的优点， 因此目前无论在开环控制系统还是闭环控 24 。 制系统中均得到了广泛应用1-，
一个调制波比较，得到 多 电 平 ’:; 波 ， 即 载 波 层 叠 法 （AB++1*+ C12D(21/1(0， AC） ’:;，该方法可直接用于二极管箝 位型多电平结构的控制，对其它类型的多电平结构也适用； 生 "用多个分别移相、幅值相同的三角载波与调制波比较， 成 ’:; 波分别控制各组功率单元， 然后再叠加， 形成多电平 称为载波移相法 >’EB2* ?E1F/ AB++1*+， ’:; 波形， ’?CG ’:;， 一般用在 H 桥级联型结构和电容箝位型结构。 同时， 多电平载波 ’:; 方法还需要实现其它的控制目 标和性能指标， 如电容电压 !" 的平衡、 优化输出谐波、 提高电 压利用率， 开关管功率平衡等。解决途径主要有I!在多载波 上想办法， 即可以改变三角载波之间的相位关系， 如各载波 同相位、 交替反相、 正负反相、 以及载波移相J"在调制波上加 如 H 桥级联型 入相应的零序分量J# 对于某些特殊的结构， 结构、 电容箝位型结构、 以及层叠式多单元结构， 当桥臂上输 出相同的电压时，可以有多种不同的开关状态组合对应， 不 同的开关状态组合对上述一些性能指标的影响是不同的， 选 择适当的开关状态组合就可以实现上述目标。 在 AC ’:; 中，根据三角载波之间相位关系的排列不 同，可有 ! 种载波层叠 ’:; 方式：!同相层叠方式 （’EB2* ； " 正 负 反 相 层 叠 式 （’EB2* 8DD(21/1(0 C12D(21/1(0， ’C） ； # 交 替 反 向 层 叠 式 （K-/*+0B/1L* ’EB2* C12D(21/1(0， ’8C） 简称 K’8C） 。载波移相法 ’? 与 K’8C 8DD(21/1(0 C12D(21/1(0， 非常类似。图 & 示出 M 种调制方式下五电平载波 ’:; 示意 图<$=。这 M 种载波 ’:; 方法在输出谐波方面有所不同。利用 双边傅立叶分析<!=， 可得这 M 种载波方法的各次谐波的值， 从 而得出它们在谐波消除方面的优劣。结论是：