用Multisim设计调频发射机

用Multisim设计调频发射机目录摘要一．设计要求 (2)二．设计的作用、目的 (3)三.设计的具体实现 (3)1.系统概述 (3)2.单元电路设计、仿真与分析 (4)2.1振荡级 (4)2.1.1调频波的产生....... 错误!未定义书签。

2.1.2振荡电路的选择2.1.3 参数的计算2.2缓冲级 (6)2.2.1 元器件的选择及参数的确定错误!未定义书签。

2.3 功率输出级 (10)2.3.1 元器件的选择和参数的确定错误!未定义书签。

2.4调频发射机总原理电路图 (10)三四.Multisim的相关介绍五.心得体会及建议 (12)六．附录 (12)七.参考文献 (14)调频发射机的设计报告摘要随着科技的发展和人民生活水平的提高，调频发射机也在快速发展，并且在生活中得到广泛应用，它可以用于演讲、教学、玩具、防盗监控等诸多领域。

在生活中，人们通过无线电发射机可以把需要传播出的信息发射出去，接收者可以通过特制的接收机接受信息，最普通的模式是：广播电台通过无线电发射机发射出广播，收听者通过收音机即可接收到电台广播。

本设计为一简单功能的调频发射机，通过该发射机可以把声音转换为无线电信号发射出去，该信号频率可调，通过普通收音机接收，只要在频率适合时即可收到发射器发送出的无线电信号，并通过扬声器转换出声音。

通过这次实验我们可以更好地巩固和加深对小功率调频发射机工作原理和非线性电子线路的进一步理解。

学会基本的实验技能，提高运用理论知识解决实际问题的能力。

一．设计要求设计一个调频发射机，通过该发射机可以把声音转换为无线电信号发射出去，该信号频率可调，通过普通收音机接收，只要在频率适合时即可收到发射机发送出的无线电信号。

（1）.确定电路形式，选择各级电路的静态工作点；（2）.输入信号能够通过电路进行稳定，调频等；（3）.输出为足够大的高频功率，使其能够发射；（4）.根据上述要求选定设计方案，画出该系统的系统框图，写出详细的设计过程并利用Multisim软件画出一套完整的设计电路图；（5）.列出所有的元件清单并写出参考书目。

二．设计的作用、目的高频电子技术基础的电路课程设计是电子技术基础课程的实践性教学环节，要求学生通过课程设计，要求达到以下目的：（1）.通过对调频发射机的设计，巩固和加深学生对高频电子电路基本知识的理解；（2）. 通过电路方案的分析、论证和比较，计算和对元器件的选取，来达到初步掌握简单实用电路的分析方法和工程设计方法的目的。

（3）.使学生掌握Multisim软件的使用方法，以便以后设计电路或进行实践时的使用。

（4）.了解与课题有关的电子电路及元器件的工程技术规范，能按设计任务书的要求，完成设计任务，编写设计说明书，正确地反映设计与实验的成果，正确地绘制电路图等。

（5）. 培养学生根据课题需要选学参考书籍，查阅手册，图表和文献资料的自学能力。

通过独立思考，深入研究有关问题，学会自己分析并解决问题的方法。

三.设计的具体实现图1 直接调频发射机的总体框图直接调频发射机的总体框图如图1所示。

它由调频振荡级，缓冲级，和输出功率级组成。

其中调频振荡级主要是产生频率稳定、中心频率符合指标要求的正弦波信号，且其频率受到外加调制信号电压调变；缓冲级主要是对调频振荡信号进行放大，以提供末级所需的激励功率，同时还对前后级起有一定的隔离作用，为避免级功放的工作状态变化而直接影响振荡级的频率稳定度；功放级的任务是确保高效率输出足够大的高频功率，并馈送到天线进行发射。

2.单元电路设计与分析2.1调频振荡级调频振荡级主要是产生频率稳定、中心频率符合指标要求的正弦波信号，且其频率受到外加调制信号电压调变。

2.1.1调频波的产生由于调频发射机的频率受到外加调制信号电压调变，因此，回路中的电抗要能够跟调制信号的改变而改变，应用一可变电抗器件，它的电容量或电感量受调制信号控制，将它接入振荡回路中，就能实现调频。

而最简便、最常用的方法就是利用变容二极管的特性直接产生调频波，因要求的频偏不大，故采用变容 二极管部分接入振荡回路的直接调频方式。

变容二极管Cj 通过耦合电容C 1并接在LC N 回路的两端，形成振荡回路总容的一部分。

因而，振荡回路的总电容C 为：j N C C C += （4-1）振荡频率为：)(2121j N C C L LCf +==ππ加在变容二极管上的反向偏压为：()()()高频振荡，可忽略调制电压直流反偏O Q R V V υυ++=Ω变容二极管利用PN 结的结电容制成，在反偏电压作用下呈现一定的结电容（势垒电容），而且这个结电容能灵敏地随着反偏电压在一定范围内变化，其关系曲线称j C～R υ曲线，如图所示。

由图可见：未加调制电压时，直流反偏QV 所对应的结电容为Ωj C 。

当调制信号为正半周时，变容二极管负极电位升高，即反偏增加时，变容二极管的电容jC减小；当调制信号为负半周时，变容二极管负极电位降低，即反偏减小时，j C增大，其变化具有一定的非线性，当调制电压较小时，近似为工作在j C～R υ曲线的线性段，j C将随调制电压线性变化，当调制电压较大时，曲线的非线性不可忽略，它将给调频带来一定的非线性失真。

我们再回到图4.1—2，并设调制电压很小，工作在Cj ～V R 曲线的线性段，暂不考虑高频电压对变容二极管作用。

设 图4.1-3 用调制信号控制变容二极管结电容tV V Q Q R Ω+=cos υ（4-3）由图4.1—3可见：变容二极管的电容随υR 变化。

即： t C C C m jQ j Ω-=cos （4-4）可得出此时振荡回路的总电容为tC C C C C C m jQ N j N Ω-+=+='cos（4-5）由此可得出振荡回路总电容的变化量为：()t C C C C C C m j jQ N Ω-=∆=+-'=∆cos（4-6）由式可见：它随调制信号的变化规律而变化，式中m C的是变容二极管结电容变化的最大幅值。

我们知道：当回路电容有微量变化C ∆时，振荡频率也会产生f ∆的变化，其关系如下：CC f f ∆•≈∆210（4-7）式中，是0f 未调制时的载波频率；0C 是调制信号为零时的回路总电容，显然jQN o C C C +=（4-8）由公式（4-2）可计算出中心频率0f ：)(210jQ N C C L f +=π （4-9）将（4-8）式代入（4-9）式，可得：t f t C C f t f m Ω∆=Ω=∆cos cos )/(21)(00 （4-10）频偏：m C C f f )/(2100=∆ （4-11）振荡频率：()()tf f t f f t f o o Ω∆+=∆+=cos （4-12）由此可见：振荡频率随调制电压线性变化，从而实现了调频。

其频偏f ∆与回路的中心频率f 0成正比，与结电容变化的最大值Cm 成正比，与回路的总电容C 0成反比。

2.1.2振荡电路的选择振荡电路主要是产生频率稳定且中心频率符合指标要求的正弦波信号。

由于是所产生的是固定的中心频率，因而采用频率稳定度较高的克拉拨振荡电路来作振荡级。

其电路原理图如图所示。

克拉泼电路的频率稳定度比电容三点式要好，使得不稳定电容的变化对回路总电容的影响减小。

2.1.3参数的计算根据前面的介绍，可以设计出如图的振荡电路，其中R4用来提供直流交流负反馈。

设计中D 1为变容二极管，我们选用910AT 型变容二极管，其容量变化可以从几十PF 到100 ~ 200PF ．因此C 7数值接近于C j 的高端值，若假设C 7足够大，接近短路，而C 8也逐渐增大，从几个PF 增加到十几个PF ，此时C Σ增大，则振荡频率减小，同时静态调制特性会发生变化，所以综合以上因素，C 7,C 8的选择对静态调制特性影响比较显著，所以我们选择C 7为220PF 的电容，C 8选择47PF 的电容．又因为三极管T1应为甲类工作状态，其静态工作点不应设的太高，工作点太高振荡管工作范围易进入饱和区，输出阻抗的降低将使振荡波形严重失真，但工作点太低将不易起振。

由()7j 807j 8C C C C C C +C +C +=+∑g，以及C j 的性质，我们选择C 2为100PF,C 3为220PF,C 6为220PF.利用R 7,R 8对D 1变容管加反偏电压， R 7,R 8可选用为27K Ω。

R 1,R 2为三极管基极偏置电阻，均选用10K Ω．R 4 ,R 5为负反馈电阻，选择较小的电阻即可，我们选用R 4为12Ω,R 5为１K Ω.设载波中心频率f=12MHz,由LCfosc π21=设C 0为C 2，C 3与C 6串联值, 023652pf C C C C =≈P P ，由于910变容二极管在偏置电压6的情况下Cj 较小，大概为十几pf ，先不考虑Cj 的值，所以并接在L 1上的回路总电容为 ()7j 807j 8C C C C C 91pf C +C +C ∑+=+≈g所以电感L 1为()12osc 1L 1.93uH C 2f π∑=≈g2.2缓冲级为了使第三级能够达到额定功率必须加大激励即V bm ，因此要求缓冲级有一定的增益，而中心频率是固定的，因此用LC 并联回路作负载的小信号放大器电路。

缓冲放大级采用谐振放大，L 2和C 10谐振在振荡载波频率上。

若通频带太窄或出现自激则可在L 2两端并联上适当电阻以降低回路Q 值。

该极工作于甲类以保证足够的电压放大。

2.2.1 元器件的选择及参数的确定因为对缓冲级管子的要求是()r osc f 35f ≥: ()CC BR CEO V 2V ≥所以可选用普通的小功率高频晶体管，如2N3904等．另外，bQ eQ BE V V +V =,I cQ I β=若取流过偏置电阻R 9,R 10的电流为 I1=10I bQ则R 10=V bQ /I1, R 8=(Vcc-V bQ )/I1所以选R 10,R 8均为10K Ω.为了减小缓冲级对振荡级的影响，射随器与振荡级之间采用松耦合，耦合电容C 9可选为180pf. 对于谐振回路C 10,L 2,由MHz LCfosc 1221==π故本次实验取C 10为100PF ，()1022osc 1L 1.76H C 2f u π==g所以，缓冲级设计电路为图所示2.3 功率输出级为了获得较大的功率增益和较高的集电极功率，设计中采用共发射极电路，同时使其工作在丙类状态，组成丙类谐振功率放大器．由设计电路图知L 3、C 12 和C 13为匹配网络，与外接负载共同组成并谐回路．为了实现功率输出级在丙类工作，基极偏置电压V B3应设置在功率管的截止区．同时为了加强交流反馈，在T 3的发射极串接有小电阻R 14．在输出回路中，从结构简单和调节方便考虑，设计采用л型滤波网络，如图L 3，C 12，C 13构成π型输出，Q3管工作在丙类状态，调节偏置3管的导通角。