倍流式同步整流

倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析

蔡拥军，叶欣

(浙江大学电气工程学院，浙江杭州 310027）

摘要：在低压大电流变换器中倍流同步整流拓扑结构已经被广泛采用。就其工作原理进行了详细的分析说明，并给出了相应的实验和实验结果。

关键词：倍流整流；同步整流；直流/直流变换器；拓扑

0 引言

随着微处理器和数字信号处理器的不断发展，对芯片的供电电源的要求越来越高了。不论是功率密度、效率和动态响应等方面都有了新要求，特别是要求输出电压越来越低，电流却越来越大。输出电压会从过去的3.3V降低到1.1～1.8V 之间，甚至更低[1]。从电源的角度来看，微处理器和数字信号处理器等都是电源的负载，而且它们都是动态的负载，这就意味着负载电流会在瞬间变化很大，从过去的13A/μs到将来的30A/μs～50A/μs[2]。这就要求有能够输出电压低、电流大、动态响应好的变换器拓扑。而对称半桥加倍流同步整流结构的DC/DC

变换器是最能够满足上面的要求的[3]。

本文对这种拓扑结构的变换器的工作原理作出了详细的分析说明，实验结果证明了它的合理性。

1 主电路拓扑结构

主电路拓扑如图1中所示。由图1可以看出，输入级的拓扑为半桥电路，而输出级是倍流整流加同步整流结构。由于要求电路输出低压大电流，则倍流同步整流结构是最合适的，这是因为：

图1 主电路拓扑

1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小；

2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波；

3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了；

4）较少的大电流连接线（high current inter-connection），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有2路，而在中间抽头的拓扑中有3路；

5）动态响应很好。

它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感，在体积上相对要大些。但是，有一种叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。

2 电路基本工作原理

电路在一个周期内可分为4个不同的工作模式，如图2所示，理想的波形图如图3所示。

(a) 模式1[t0－t1]

(b) 模式2[t1－t2]

(d) 模式4[t3－t4]

图2 工作模式图

图3 工作波形图

模式1[t0－t1] 在t=t0时刻，开关管S1导通，变压器原边两端的电压为正，且有V p=V in/2；而开关管S2一直都处于关断状态，由于S1的导通，S2的漏源极电压（V ds2）被钳位到输入电压，即V ds2=V in。变压器副边电压V sec为高电平，同步开关

管S

R1的门极也是高电平，S

导通。此时，负载的电流等于两个输出电感电流之和，

且全部流经S

。在这个模式下，滤波电感L o1上的电流是增大的，而电感L o2上的电

流是减小的，它们的电流纹波有相互抵消的作用，所以，负载电流I o 的纹波是很小的。

模式2[t 1－t 2] 在t =t 1时刻，S 1关断。由于变压器漏感Lk的存在，电流要继续维持原来的方向，所以，如图3(b)中所示，此时在变压器原边存在两个回路，一个是由C 1，C oss1，L k 构成，对S 1的输出结电容C oss1充电；另一个是由C 2，C oss2，L k 构成，对S 2的输出结电容C oss2进行放电。最后S 1及S 2的漏源极电压都被钳位在输入电压的一半，即V ds2=V ds2=V in /2。同时，变压器原边的电压此时为零，副边也是零，此时，S R1及S R2都处于导通状态，分别对两个输出电感上的电流进行续流。且两个电感上的电流都是减小的，所以，最后得到的输出负载电流（I Lo1＋I Lo2）是减小的。

模式3[t 2－t 3] 在t =t 2时刻，S 2导通。S 1处于关断状态，其两端电压也被钳位到输入电压，即V ds1=V in 。由图2(c)中可以看出，变压器原边的电压为负，且等于输入电压的一半，即V p =－V in /2。相对应的同步管S R2导通，所有的负载电流都会流经S R2。且输出电感电流I Lo2是增大的，I Lo1是减小的。但最终得到的负载纹波电流是增大的。

模式4[t 3－t 4] 在t =t 3时刻，S 2关断。在这个工作模式下，原边的工作原理同图2(b)正好相反。这时，S 1及S 2都处于关断状态。存储在变压器原边漏感中的能量对S 1及S 2输出结电容进行充放电。其中对C oss1是放电，而对C oss2进行充电。变压器原副边的电压都为零，副边的两个同步整流管都被触发导通。两个输出电感上的电流都在不断地减小，所以，总的负载电流是减小的。在模式4[t3－t4]后，接着就进入下一个周期。 3 实验及结果

在前面分析的拓扑基础上，完成了一个输入为DC 36V，输出为1V/25A 的DC/DC 变换器。这个电路中所用到的参数见表1所列，其中所有的参数和图1的主电路中所标注的是相对应的。表1 实验参数

项目参数或型号输入(V in ) DC36V 输出(V o /I o ) DC 1V/25A S 1，S 2 IRLU2905 S R1，S R2 IRLR7833 L o1，L o2 2.2μH C o

1500μF/2.5V

磁芯(core) R －42216－EC

匝比(turnratio) 10：1

漏感(L k) 600nH

开关频率(f s) 310kHz

图4所示的是原边两个主管和副边同步管的门极驱动波形。通道R2表示S1的驱动波形；通道R1表示S2的驱动波形；通道1是同步管S R2的驱动波形；通道2是同步管S

的驱动波形。由表1可以看到，变压器漏感L k=600nH。所以，在电流较R1

小的时候，存储在漏感中的能量不是很大，因而开关管在关断后的漏感和开关管输出结电容间的振荡不是很大，图5所示的是在负载电流I o=5A时的S2漏源极v ds2的波形。

图4 门极驱动波形

图5 v ds2波形（I o=5A）

当变换器以满载I o=25A输出时，变压器原边的振荡就明显地增大。这是因为，当输出电流增大的时候，反映到原边的电流也会增大，所以，这个时候存储在变压器漏感中的磁能就会增大，在t off期间内振荡的时间较长，幅值也较大，如图6所示。在大电流的拓扑中，这种振荡的损耗也是不可忽略的。图7给出了变换器的效率曲线图，最大值出现在I o=15A时。

图6 v ds2波形(I o=25A)

图7 效率曲线图

4 结语

对适于低压大电流的整流拓扑（倍流整流＋同步整流）的工作原理作了详细的说明，并在分析的基础上，给出了相应的实验结果。证明了这种整流拓扑在低压大电流DC/DC变换器中的合理性。随着对电源性能要求的提高，这种整流拓扑将会越来越广泛地被采用。但应该指出的是，变压器的漏感应该尽量地减小，以减少原边振荡。

作者简介

蔡拥军（1980－），男，硕士，研究方向为小功率DC/DC变换器。

倍流同步整流在DCDC变换器中工作原理分析

倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析在低压大电流变换器中倍流同步整流拓扑结构已经被广泛采用。就其工作原理进行了详细的分析说明，并给出了相应的实验和实验结果。关键词：倍流整流；同步整流；直流/直流变换器；拓扑 0 引言随着微处理器和数字信号处理器的不断发展，对芯片的供电电源的要求越来越高了。不论是功率密度、效率和动态响应等方面都有了新要求，特别是要求输出电压越来越低，电流却越来越大。输出电压会从过去的3.3V降低到1.1～1.8 V之间，甚至更低[1]。从电源的角度来看，微处理器和数字信号处理器等都是电源的负载，而且它们都是动态的负载，这就意味着负载电流会在瞬间变化很大，从过去的13A/μs到将来的30A/μs～50A/μs[2]。这就要求有能够输出电压低、电流大、动态响应好的变换器拓扑。而对称半桥加倍流同步整流结构的DC/DC变换器是最能够满足上面的要求的[3]。本文对这种拓扑结构的变换器的工作原理作出了详细的分析说明，实验结果证明了它的合理性。 1 主电路拓扑结构主电路拓扑如图1中所示。由图1可以看出，输入级的拓扑为半桥电路，而输出级是倍流整流加同步整流结构。由于要求电路输出低压大电流，则倍流同步整流结构是最合适的，这是因为：图1 主电路拓扑 1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小； 2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波；

3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了； 4）较少的大电流连接线（high current inter-connection），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有2路，而在中间抽头的拓扑中有3路； 5）动态响应很好。它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感，在体积上相对要大些。但是，有一种叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。 2 电路基本工作原理电路在一个周期内可分为4个不同的工作模式，如图2所示，理想的波形图如图3所示。 (a) 模式1[t0－t1] (b) 模式2[t1－t2]

同步整流技术分享

江苏宏微科技股份有限公司 Power for the Better
同步整流技术及主要拓扑电路
宏微科技市场部
2015-9-16

Contents
? 同步整流电路概述 ? 典型电路及其特点 ? 损耗分析 ? 同步整流电路中常见问题 ? MOSFET选型设计参考
Power for the Better
1 CONFIDENTIAL
力
求
更
好

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? 同步整流技术概述 ? 典型电路及其特点 ? 损耗分析 ? 同步整流电路中常见问题 ? MOSFET选型设计参考
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2 CONFIDENTIAL
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同步整流技术概述
由于中低压MOSFET具有很小的导通电阻，在有电流通过时产生的电压降很小，可以替代二极管作为整流器件，可以提高变换器的效率。
diode
MOSFET
MOSFET作整流器时，栅源极间电压必须与被整流电压的相位保持同步关系才能完成整流功能，故称同步整流技术。 MOSFET是电压控制型开关器件，且没有反向阻断能力，必须在其栅-源之间加上驱动电压来控制器漏-源极之间的导通和关断。这是同步整流设计的难点和重点。根据其控制方式，同步整流的驱动电路分为 ?自驱动方式； ? 独立控制电路他驱方式； ? 部分自驱+部分他驱方式结合；
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同步整流技术最新

同步整流技术
电源网第20届技术交流会
邹超洋
2012.11

内容简介
?同步整流简介。 ?同步整流的分类。。 ?同步整流的驱动方式 ?同步整流的 MOSFET

同步整流简介
z 高速超大规模集成电路的尺寸的不断减小，功耗的不断降低，要求
供电电压也越来越低，而输出电流则越来越大。 z 电源本身的高输出电流、低成本、高频化（500kHz～1MHz）高功率密度、高可靠性、高效率的方向发展。 z 在低电压、大电流输出DC-DC变换器的整流管，其功耗占变换器全部功耗的50～60％。 z用低导通电阻MOSFET代替常规肖特基整流/续流二极管，可以大大降低整流部分的功耗，提高变换器的性能，实现电源的高效率，高功率密度。

同步整流简介
diode
=
MOSFET 代替diode
MOSFET
D
相当于二极管的功能 ?电流从S流向D ?V/I特性,工作于3rd 象限
G S
z 用MOSFET来代替二极管在电路中的整流功能
z 相对于二极管的开关算好极小 g 控制，可以根据系统的需要， z 整流的时序受到MOSFET的Vgs 把整流的损耗做到最小

同步整流简介
? 例如：一个5V?30A输出的电源
Diode
Vf=0.45V Ploss=0.45*30=13.5W Ploss/Po=13.5/45=30% /Po=13 5/45=30% Rdson=1.2m? Ploss=0.0012*30 0 0012*302=1.08W 1 08W Ploss/Po=1.08/45=2.4%
Mosfet
MBR8040(R)
SC010N04LS

同步整流电路

随着现代电子技术向高速度高频率发展的趋势，电源模块的发展趋势必然是朝着更低电压、更大电流的方向发展，电源整流器的开关损耗及导通压降损耗也就成为电源功率损耗的重要因素。而在传统的次级整流电路中，肖特基二极管是低电压、大电流应用的首选。其导通压降基本上都大于0.4V，当电源模块的输出电压随着现代电子技术发展继续降低时，电源模块的效率就低得惊人了，例如在输出电压为3.3V时效率降为80%，1.5V输出时效率不到70%，这时再采用肖特基二极管整流方式就变得不太可能了。为了提高效率降低损耗，采用同步整流技术已成为低电压、大电流电源模块的一种必然手段。同步整流技术大体上可以分为自驱动（selfdriven）和他驱动（controldriven）两种方式。本文介绍了一种具有预测时间和超低导通电阻（低至2.8mΩ/25℃）的他驱动同步整流技术，既达到了同步整流的目的，降低了开关损耗和导通损耗，又解决了交叉导通问题，使同步整流的效率高达95%，从而使整个电源的效率也高达90%以上。 1SRM4010同步整流模块功能简介 SRM4010是一种高效率他激式同步整流模块，它直接和变压器的次级相连，可提供40A的输出电流，输出电压范围在1∽5V之间。它能够在200∽400kHz 工作频率范围内调整，且整流效率高达95%。如果需要更大的电流，还可以直接并联使用，使设计变得非常简单。 SRM4010模块是一种9脚表面封装器件，模块被封装在一个高强电流接口装置包里，感应系数极低，接线端功能强大，具有大电流低噪声等优异特性。 SRM4010引脚功能及应用方式一览表引脚号引脚名称引脚功能应用方式 1CTCHCatch功率MOSFET漏极接滤波电感和变压器次级正端 2FWDForward功率MOSFET漏极接变压器次级负端 3SGND外控信号参考地外围控制电路公共地 4REGin内部线性调整器输入可以外接辅助绕组或悬空 5REGout5V基准输出可为次级反馈控制电路提供电压 6PGND同步整流MOSFET功率地Catch和Forward功率MOSFET公共地 7CDLY轻载复位电容端设置变压器轻载时的复位时间 8CPDT同步整流预测时间电容端Catch同步整流管设置预置时间

倍流同步整流在高压48VVRM中的应用

参考文献王硕[基于三电平ZVS半桥倍流电压调节模块(VRM)的研究] 燕山大学2010 硕士论文倍流同步整流在高压48VVRM中的应用设计中原边通常选用的拓扑主要有半桥、全桥、正激和推挽电路；副边拓扑方式有桥式整流、半波整流、全波整流及倍流整流四种。一副边整流电路拓扑的选择由于VRM输出为低压大电流，因此副边整流电路的选用尤为重要，不但要求磁性器件制作简单，更需要关注的是各部分的损耗，如变压器副边绕组损耗、整流管损耗等。在常用的四种副边拓扑结构中，全桥整流电路由于所用整流管数量是其它拓扑的两倍，在大电流输出的VRM中就会产生更多的开关管的损耗，在设计中显然不宜采用，因此不再对其进行分析比较。主要对另外三种电路的导通损耗、磁性器件及驱动方式进行了比较，总结见下表所示。

半波整流中心抽头全波整流倍流整流占空比D= o n s t T D<0.5 0

同步整流技术总结

同步整流总结 1概述近年来，为了适应微处理器的发展，模块电源的发展呈现两个明显的发展趋势：低压和快速动态响应，在过去的10年中，模块电源大大改善了分布式供电系统的面貌。即使是在对成本敏感器件如线路卡，单板安装，模块电源也提供了诱人的解决方案。然而，高速处理器持续降低的工作电压需要一个全新的，适应未来的电压方案，尤其考虑到肖特级二极管整流模块不能令人满意的效率。同步整流电路正是为了适应低压输出要求应运而生的。由于一般的肖特基二极管的正向压降为0.3V以上，在低压输出时模块的效率就不能做的很高，有资料表明采用肖特基二极管的隔离式DC-DC模块电源的效率可以按照下式进行估算： V out V out (0.1 V out V cu V f) 0.1 V out—原边和控制电路损耗 V cu —印制板的线路损耗 V f —整流管导通压降损耗我们假设采用0.4V的肖特基整流二极管，印制板的线路损耗为0.1V，则1.8V的模块最大的估算效率为 72%。这意味着28%的能量被模块内部损耗了。其中由于二极管导通压降造成的损耗占了约15%。随着半导体工艺的发展，低压功率MOS管的的有着越来越小的通态电阻，越来越低的开关损耗，现在IR公司最新的技术可以制作30V/2.5m Q的MOS管，在电流为15A时，导通压降为0.0375,比采用肖特基二极管低了一个数量级。所以近年来对同步整流电路的研究已经引起了人们的极大关注。在中大功率低压输出的DC-DC变换器的产品开发中，采用低压功率MOSFET替代肖特基二极管的方案得到了广泛的认同。今天，采用同步整流技术的ON-BOARD 模块已经广泛应用于通讯的所有领域。 2同步整流电路的工作原理图1采用同步整流的正激电路示意图(无复位绕组)

桥式整流器原理电路

桥式整流器原理电路桥式整流电路（如图5-5所示）是使用最多的一种整流电路。这种电路，只要增加两只二极管口连接成"桥"式结构，便具有全波整流电路的优点，而同时在一定程度上克服了它的缺点。图5-5（a）为桥式整流电路图（b）为其简化画法桥式整流电路的工作原理如下：e2为正半周时，对D1、D3和方向电压，Dl，D3导通；对D2、D4加反向电压，D2、D4截止。电路中构成e2、Dl、Rfz、D3通电回路，在Rfz，上形成上正下负的半波整洗电压，e2为负半周时，对D2、D4加正向电压，D2、D4导通；对D1、D3加反向电压，D1、D3截止。电路中构成e2、D2Rfz、D4通电回路，同样在Rfz 上形成上正下负的另外半波的整流电压。以上两种工作状态分别如图5-6（a）和（b）所示。

图5-6 桥式整流电路的工作原理示意图如此重复下去，结果在Rfz，上便得到全波整流电压。其波形图和全波整流波形图是一样的。从图5-6中还不难看出，桥式电路中每只二极管承受的反向电压等于变压器次级电压的最大值，比全波整流电路小一半。桥式整流电路的整流效率和直流输出与全波整流电路相同，变压器的利用率最高。现在常用的全桥整流，不用单独的四只二极管而用一只全桥，其中包括四只二极管，但是要标清符号，有交流符号的两端接变压器输出，+、-两端接入整流电路。需要特别指出的是，二极管作为整流元件，要根据不同的整流方式和负载大小加以选择。如选择不当，则或者不能安全工作，甚至烧了管子；或者大材小用，造成浪费。表5-1所列参数可供选择二极管时参考。另外，在高电压或大电流的情况下，如果手头没有承受高电压或整定大电滤的整流元件，可以把二极管串联或并联起来使用。图5-7示出了二极管并联的情况：两只二极管并联、每只分担电路总电流的一半口三只二极管并联，每只分担电路总电流的三分之一。总之，有几只二极管并联，流经每只二极管的电流就等于总电流的几分之一。但是，在实际并联运用时，由于各二极管特性不完全一致，不能均分所通过的电流，会使有的管子困负担过重而烧毁。因此需在每只二极管上串联一只阻

48V50A开关电源整流模块主电路设计

48V/50A开关电源整流模块主电路设计高频开关电源系统具有体积小，重量轻，高效节能，输出纹波小，输出杂音电压小和动态响应性能好等很多优点，现已开始逐步地取代整流式电源而成为现代通讯设备的新型基础电源系统。随着电子技术，电力电子技术，自动控制技术和计算机控制技术的发展，高频开关电源系统的性能也越来越好。通信用开关电源系统作为开关式稳压电源的一种形式，它的设计内容和设计方法都具有自己的特殊性。要设计一套通信用开关电源系统，首先要明白对它的全面要求，然后再设计系统的各个部分。高频开关电源主回路和控制回路所用的电路形式，元器件，控制方式都发展很快。它们的设计具有特殊的内容和方法。 1设计要求和具体电路设计通信基础开关电源系统的关键部分是开关电源整流模块。整流模块的规格很多，结合在工作中遇到的实际情况，提出该模块设计的硬指标如下： 1) 电网允许的电压波动范围单相交流输入，有效值波动范围：220 V±20%，即176～264 V；频率：45～65 Hz。 2) 直流输出电压，电流输出电压：标称－48V，调节范围：浮充，43～56?5V；均充，45～58V。输出电流：额定值：50A。 3) 保护和告警性能 ①当输入电压低到170 VAC或高到270 VAC，或散热器温度高到75 ℃时，自动关机。 ②当模块直流输出电压高到60 V，或输出电流高到58～60 A时，自动关机。 ③当输出电流高到53～55 A时，自动限流，负载继续加大时，调低输出电压。

4) 效率和功率因数模块的效率不低于88％，功率因数不低于0.99。 5) 其他指标模块的其他性能指标都要满足“YD/T731”和“入网检验实施细则”等行业标准。由于模块的输出功率不大，可采用如下的基本方案来设计主电路： 1) 单相交流输入，采用高频有源功率因数校正技术，以提高功率因数； 2) 采用双正激变换电路拓扑形式，工作可靠性高； 3) 主开关管采用 V MOSFET，逆变开关频率取为50 kHz； 4) 采用复合隔离的逆变压器，一只变压器双端工作； 5) 采用倍流整流电路，便于绕制变压器。依照上述方案，即可设计出主电路的基本形式如图1。图1 48V/50A整流模块DC/DC主电路基本形式以下即可按照模块设计的要求来确定主电路中各元器件的基本参数。 1) 输出整流管的选择输出整流二极管的工作波形如图2所示。

倍流整流电路

基于DSP的移相全桥倍流整流电路的研究 2009-8-25 来源：本站阅读数： 2 次文字选择：摘要：本文分析了倍流整流的工作原理，并将DSP应用于此电路中，采用数字控制来取代传统的模拟控制方法，取得较好的效果。叙词：倍流、DSP Abstract：The operation theory is analyzed is the paper. A new kind of DSP is applied in the circuit. Its control arithmetic is implemented completely by DSP instead of the traditional analog control strategy, which achieves favorable effect. Keyword：Current Doubler、DSP 一、引言在中大功率场合下，由于开关管电压应力低、易于实现软开关等优点，移相全桥电路得到比较广泛的应用。其副边的整流电路形式主要有：全桥、全波、倍流等方式。全桥方式应用于输出电压较高的场合。对于输出电压不高的场合，全波电路由于其元件少，结构简单等优点得到广泛应用。但它也存在一些问题，诸如占空比丢失、整流二极管的反向恢复引起的电压尖峰以及两桥臂实现ZVS（零电压开关）的差异。倍流整流方式则可以克服上述缺点。本文详细分析了倍流电路的工作原理，并将数字控制应用于此电路中，从而克服了模拟控制的一些缺点，取得了较好的控制效果。二、电路分析电路及其主要工作波形图1所示：

图1 (a) 图1(b) 可以看到其一个周期分为12个工作模态，由于下半周期的六个工作模态和上半周期类似，所以，只分析上半周期的工作情况。为便于分析，首先做如下假设：（1）各开关管为理想开关管；（2）输出滤波电感Lf1=Lf2；（3）输出电容Coss1=Coss2=Clead、Coss3=Coss4=Clag；（4）电容Cb上的电压Vcb<

半桥同步整流设计报告

\ 半桥倍流同步整流电源的设计摘要：现如今，微处理器要求更低的供电电压，以降低功耗，这就要求供电系统能提供更大的输出电流，低压大电流技术越发引起人们的广泛关注。本电源系统以对称半桥为主要拓扑，结合倍流整流和同步整流的结构，并且使用MSP430单片机控制和采样显示，实现了5V，15A大电流的供电系统。效率较高，输出纹波小。关键词：对称半桥，倍流整流，同步整流，SG3525 一、方案论证与比较 1 电源变换拓扑方案论证方案一：（如下图）此电路为传统的半桥拓扑。由于MOS管只承受一倍电源电压，而不像单端类的承受两倍电源电压，且较之全桥拓扑少了两个昂贵的MOS 管，因此得到很大的应用。但在低压大电流的设计中，输出整流管的损耗无疑会大大降低效率，而且电感的设计也会变得困难，因此不适合大电流的设计。

方案二：传统半桥+同步整流。将上图半桥的输出整流管改为低导通阻的MOSFET。如此可大大减小输出整流的损耗，提高效率。比较适合大电流的整流方案，但变压器的绕制和电感的设计较麻烦。方案三：（如下图）半桥倍流同步整流。倍流整流很早就被人提出，它的特点是变压器输出没有中心抽头，这就大大简化了变压器的设计，并且提高了变压器的利用率。而流过变压器和输出电感的电流仅有输出电流的一半，这使得变压器和电感的制作变得简单。并且由波形分析可以知道，输出电流的纹波是互相抵消的。该电路的不足是电路时序有要求，控制稍显复杂。由上分析我们选择方案三。

2 控制方案选择方案一：由于控制芯片SG3525输出两路互补对称的PWM信号，则可将控制信号做如下设置（如下图）。将驱动Q1的信号与Q4同步起来，Q2和Q3的信号同步，则可以实现倍流同步整流的时序同步，方案简单易行，但由于SG3525在输出较小占空比时有较大的死区，则输出MOSFET的续流二极管会产生较大的损耗。方案二：。。。。。反激变换。。。。将SG3525的驱动信号反向后送入输出整流MOS管，如此可以极大的减少低占空比时的损耗，且仅需一对反向驱动，故选

同步整流电路分析

同步整流电路分析作者gyf2000 日期2007-4-22 20:21:00 一、传统二极管整流电路面临的问题近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。二、同步整流的基本电路结构同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

整流器工作原理

整流器工作原理桥式整流器原理电路桥式整流电路（如图5-5所示）是使用最多的一种整流电路。这种电路，只要增加两只二极管口连接成"桥"式结构，便具有全波整流电路的优点，而同时在一定程度上克服了它的缺点。图5-5（a）为桥式整流电路图（b）为其简化画法式整流电路的工作原理如下：e2为正半周时，对D1、D3和方向电压，Dl，D3导通；对D2、D4加反向电压，D2、D4截止。电路中构成e2、Dl、Rfz、D3通电回路，在Rfz，上形成上正下负的半波整洗电压，e2为负半周时，对D2、D4加正向电压，D2、D4导通；对D1、D3加反向电压，D1、D3截止。电路中构成e2、D2Rfz、D4通电回路，同样在Rfz上形成上正下负的另外半波的整流电压。以上两种工作状态分别如图5-6（a）和（b）所示。

l 全波整流和倍流整流

l 全波整流和倍流整流传统上，通信电源变压器副边整流电路大多采用图1(a)所示带中心抽头的全波整流电路，该电路拓扑结构简单．器件总数少，二极管通态损耗小，但是变压器副边绕组的利用率较低。随着开关电源技术的迅速发展，通信电源要求更大的输出电流和更小的输出电压纹波。对低压大电流输出的变压器而言，中心抽头不仅给变压器的没计和制造带来很大困难，而且外部引线的安装和焊接也很难处理。常用的倍流整流电路拓扑如图l(b)所示，与传统的变压器副边带中心抽头的全波整流电路相比，倍流整流电路有以下优点：减小了变压器副边绕组的电流有效值；变压器利用率较高，无需中心抽头，结构简单；输出电感纹波电流抵消可以减小输 2 工作原理倍流整流电路可以被看成是由传统的全桥整流电路演变而来。如图2所示，将图2(a)中全桥整流电路中的两个下方二极管用两个电感取代，即可获得图2(b)，经过整理后即可得到如图2(c)所示的倍流整流电路。

实际上倍流整流电路也可以由全波整流电路通过拓扑变换得来。在图3(a)中，输出电感与输出电容和负载电阻串联，而串联连接的兀件可以互换位置，因此将输出电感换到输出负母线，可得图3(b)；将变压器的副边绕组看成电压源，而把输出电感看成电流源，可得图3(c)；由虚线框内三端口网络的Y/△变换，可得图3(d)；再将电流源恢复成输出电感，将电压源恢复成变压器的副边绕组，可得图3(e)所示的倍流整流电路。

倍流整流电路的原理图如图4所示，对中、大功率的通信电源而言，移相全桥电路是较为常见的电路拓扑形式，在原边电路处于续流状态时，变压器的原边绕组和副边绕组都被短路。因此倍流整流电路在稳态运行时，每个开关周期有4种工作模式。为便于分析作如F假设：高频变压器原副边匝比为n=N1/N2，忽略高频变压器原副边漏感，所有器件均为理想器件。可得关键波形如图5所示。与全波整流电路相比，倍流整流器的高频变压器的副边绕组仅需一个单一绕组，不用中心抽头；与全桥整流电路相比，倍流整流电路使用的二极管数量少一半。因此，倍流整流电路结合了全波整流电路和全桥整流电路两者的优点。当然，倍流整流电路要多使用一个输出滤波电感，结构略显复杂。但此电感的工作频率及输送电流均为全波整流电路所用电感的一半，

同步整流电路分析

一、传统二极管整流电路面临的问题近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达～，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用甚至或的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC ／DC变换器提高效率的瓶颈。二、同步整流的基本电路结构同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路 2、单端自激、隔离式降压同步整流电路图1 单端降压式同步整流器的基本原理图基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的

各类整流电路图及工作原理

桥式整流电路图及工作原理介绍桥式整流电路如图1所示，图（a）、（b）、（c）是桥式整流电路的三种不同画法。由电源变压器、四只整流二极管D1~4 和负载电阻RL组成。四只整流二极管接成电桥形式，故称桥式整流。图1 桥式整流电路图桥式整流电路的工作原理如图2所示。

在u2的正半周，D1、D3导通，D2、D4截止，电流由TR次级上端经D1→ RL →D3回到TR 次级下端，在负载RL上得到一半波整流电压。在u2的负半周，D1、D3截止，D2、D4导通，电流由Tr次级的下端经D2→ RL →D4 回到Tr次级上端，在负载RL 上得到另一半波整流电压。这样就在负载RL上得到一个与全波整流相同的电压波形，其电流的计算与全波整流相同，即 UL = 0.9U2 IL = 0.9U2／RL 流过每个二极管的平均电流为 ID = IL／2 = 0.45 U2／RL 每个二极管所承受的最高反向电压为什么叫硅桥,什么叫桥堆目前，小功率桥式整流电路的四只整流二极管，被接成桥路后封装成一个整流器件，称"硅桥"或"桥堆"，使用方便，整流电路也常简化为图Z图1（c）的形式。桥式整流电路克服了全波整流电路要求变压器次级有中心抽头和二极管承受反压大的缺点，但多用了两只二极管。在半导体器件发展快，成本较低的今天，此缺点并不突出，因而桥式整流电路在实际中应用较为广泛。二极管整流电路原理与分析半波整流二极管半波整流电路实际上利用了二极管的单向导电特性。

当输入电压处于交流电压的正半周时，二极管导通，输出电压v o=v i-v d。当输入电压处于交流电压的负半周时，二极管截止，输出电压v o=0。半波整流电路输入和输出电压的波形如图所示。二极管半波整流电路对于使用直流电源的电动机等功率型的电气设备，半波整流输出的脉动电压就足够了。但对于电子电路，这种电压则不能直接作为半导体器件的电源，还必须经过平滑（滤波）处理。平滑处理电路实际上就是在半波整流的输出端接一个电容，在交流电压正半周时，交流电源在通过二极管向负载提供电源的同时对电容充电，在交流电压负半周时，电容通过负载电阻放电。电容输出的二极管半波整流电路仿真演示通过上述分析可以得到半波整流电路的基本特点如下：（1）半波整流输出的是一个直流脉动电压。（2）半波整流电路的交流利用率为50%。（3）电容输出半波整流电路中，二极管承担最大反向电压为2倍交流峰值电压（电容输出时电压叠加）。（3）实际电路中，半波整流电路二极管和电容的选择必须满足负载对电流的要求。

轻载下的正激同步整流变换器分析_百度文库.

摘要：同步整流技术的广泛应用促进了低电压大电流技术的发展，但是，使用同步整流技术会造成开关电源在轻载情况下的低效率问题。以正激式同步整流变换器为例，从电感电流连续和断续两种状态，分析了轻载工况下的工作情况。关键词：同步整流；CCM；DCM；环路电流；振铃 O 引言随着计算机、通讯和网络技术的迅猛发展，低压大电流DC/DC变换器成为目前一个重要的研究课题。传统的二极管或肖特基二极管整流方式，由于正向导通压降大，整流损耗成为变换器的主要损耗。功率MOSFET导通电阻低、开关时间短、输入阻抗高，成为低压大电流功率变换器首选的整流器件。根据MOSFET的控制特点，应运而生了同步整流(Synchronous rectification，SR这一新型的整流技术。 1 同步整流正激变换器图l给出的是一种电压自驱动同步整流正激变换器，图l中两个与变压器耦合的分离辅助绕组N4、N5用来分别驱动两个同步整流管S201、S202。当主开关管导通时，变压器副边绕组上正下负，S201栅极电压为高，导通整流；主开关管截止时，副边绕组下正上负，续流S202 栅极为高，导通续流。正激变换器中，同步整流S201的运行情况与变压器磁复位方式有关。如果采用如图1所示的辅助绕组复位电路，在复位结束过程之后，变压器电压保持为零的死区时间内，输出电流流经续流同步整流管S202，但是S202栅极无驱动电压，所以输出电流必须流经S202的体二极管。M0SFET体二极管的正向导通电压高，反向恢复特性差，导通损耗非常大，这就使采用MOSFET整流的优势大打折扣，为了解决这一问题，较为简单的做法是在S202的漏极和源极之间并联一个肖特基二极管D201，在S202截止的时间内，代替S202的体二极管续流，这一方法增加的元件不多，线路简单，也很实用。为了优化驱动波形，可以采用分离的辅助绕组来分别驱动两个同步整流管，比起传统的副边绕组直接驱动的同步整流变换器来说，这种驱动方式无工作电流通过驱动绕组，因此不需要建立输出电流的时间，MOSFET能够迅速开通，开通时的死区时间即体二极管导通的时间减少了一半。另一方面驱动电压不只局限于副边电压，可以通过调整辅助线圈来得到合适的驱动电压。 2 轻载条件下的同步整流对于正激变换器，在主开关管截止的时间里，输出电流是靠输出储能电感里的能量维持的，因此变换器有两种可能的运行情况：电感电流连续模式(CCM，continuous current mode和电感电流断续模式(DCM，discontinuous current mode。

轻载下的正激同步整流变换器分析

轻载下的正激同步整流变换器分析摘要：同步整流技术的广泛应用促进了低电压大电流技术的发展，但是，使用同步整流技术会造成开关电源在轻载情况下的低效率问题。以正激式同步整流变换器为例，从电感电流连续和断续两种状态，分析了轻载工况下的工作情况。关键词：同步整流；CCM；DCM；环路电流；振铃 O 引言随着计算机、通讯和网络技术的迅猛发展，低压大电流DC/DC变换器成为目前一个重要的研究课题。传统的二极管或肖特基二极管整流方式，由于正向导通压降大，整流损耗成为变换器的主要损耗。功率MOSFET导通电阻低、开关时间短、输入阻抗高，成为低压大电流功率变换器首选的整流器件。根据MOSFET的控制特点，应运而生了同步整流(Synchronous rectification，SR)这一新型的整流技术。 1 同步整流正激变换器图l给出的是一种电压自驱动同步整流正激变换器，图l中两个与变压器耦合的分离辅助绕组N4、N5用来分别驱动两个同步整流管S201、S202。当主开关管导通时，变压器副边绕组上正下负，S201栅极电压为高，导通整流；主开关管截止时，副边绕组下正上负，续流S202栅极为高，导通续流。正激变换器中，同步整流S201的运行情况与变压器磁复位方式有关。如果采用如图1所示的辅助绕组复位电路，在复位结束过程之后，变压器电压保持为零的死区时间内，输出电流流经续流同步整流管S202，但是S202栅极无驱动电压，所以输出电流必须流经S202的体二极管。M0SFET体二极管的正向导通电压高，反向恢复特性差，导通损耗非常大，这就使采用MOSFET整流的优势大打折扣，为了解决这一问题，较为简单的做法是在S202的漏极和源极之间并联一个肖特基二极管D201，在S202截止的时间内，代替S202的体二极管续流，这一方法增加的元件不多，线路简单，也很实用。

桥式整流电路及工作原理详解

桥式整流电路图及工作原理介绍之我见桥式整流电路图及工作原理介绍之我见
桥式整流电路如图 1 所示，图（a）（b）（c）是桥式整流电路的三种不同、、画法。由电源变压器、四只整流二极管 D1~4 和负载电阻 RL 组成。四只整流二极管接成电桥形式，故称桥式整流。
图 1 桥式整流电路图桥式整流电路的工作原理如图 2 所示。

在 u2 的正半周，D1、D3 导通，D2、D4 截止，电流由 TR 次级上端经 D1→ RL →D3 回到 TR 次级下端，在负载 RL 上得到一半波整流电压在 u2 的负半周，D1、D3 截止，D2、D4 导通，电流由 Tr 次级的下端经 D2→ RL →D4 回到 Tr 次级上端，在负载 RL 上得到另一半波整流电压。这样就在负载 RL 上得到一个与全波整流相同的电压波形，其电流的计算与全波整流相同，即 UL = 0.9U2 IL = 0.9U2／RL 流过每个二极管的平均电流为 ID = IL／2 = 0.45 U2／RL 每个二极管所承受的最高反向电压为什么叫硅桥,什么叫桥堆目前，小功率桥式整流电路的四只整流二极管，被接成桥路后封装成一个整流器件，称"硅桥"或"桥堆"，使用方便，整流电路也常简化为图 Z 图 1（c）的形式。桥式整流电路克服了全波整流电路要求变压器次级有中心抽头和二极管承受反压大的缺点，但多用了两只二极管。在半导体器件发展快，成本较低的今天，此缺点并不突出，因而桥式整流电路在实际中应用较为广泛。

二极管整流电路原理与分析
半波整流二极管半波整流电路实际上利用了二极管的单向导电特性。当输入电压处于交流电压的正半周时，二极管导通，输出电压 vo=vi-vd。当输入电压处于交流电压的负半周时，二极管截止，输出电压 vo=0。半波整流电路输入和输出电压的波形如图所示。
二极管半波整流电路对于使用直流电源的电动机等功率型的电气设备，半波整流输出的脉动电压就足够了。但对于电子电路，这种电压则不能直接作为半导体器件的电源，还必须经过平滑（滤波）处理。平滑处理电路实际上就是在半波整流的输出端接一个电容，在交流电压正半周时，交流电源在通过二极管向负载提供电源的同时对电容充电，在交流电压负半周时，电容通过负载电阻放电。

同步整流技术的发展及应用(上)

同步整流技术的发展及应用（上）从二十世纪末，由于MOSFET技术大幅度进步，引入开关电源技术中的同步整流技术给开关电源效率的提升带来了巨大的收益。效率提升的百分点从3%~8%，比软开关技术带来的效果要好的多。而且没有多少专利技术的限制。目前使用的同步整流有，自驱动方式的同步整流；辅助绕组控制方式的同步整流；控制IC方式的同步整流。近来已经出现了软开关技术的同步整流方式。这种软开关的含义主要指减少或消除MOSFET的开关损耗，即减少体二极管的导通时间并消除体二极管的反响恢复时间造成的损耗。它首先出现在推挽、全桥电路拓扑中，随之又出现在正激电路拓扑中。软开关方式的同步整流，由于其处理的多为大电流，低电压，所以对效率的提升比初级侧软开关处理的高电压小电流更为有效。为了更精确地控制二次侧同步整流，已有几种PWM控制IC将同步整流控制信号设计在IC内部，用外部元件调节同步整流信号的延迟时间，从而能更准确地做到同步整流的软开关控制。 ?此外功率半导体技术的进步使得MOSFET的导通电阻已经达到低于 2mΩ，开关速度小于20ns。栅驱动电荷小于25nq的先进水平。有些MOSFET的体二极管还做成了快恢复的，这使得DC/DC变换器中只要采用同步整流技术，初级既使不用软开关技术，效果也已经很不错了。 ?同步整流技术已经成为现代开关电源技术的标志。凡是高水平开关电源，必定有同步整流技术。在使用面上早已不再局限于5V、3.3V、2.5V这些低输出电压领域，现在上至12V，15V，19V至24V以下输出，几乎都在使用同步整流技术。下面介绍和分析各种同步整流技术的优点、缺点及实现方法。 ?一．自驱动同步整流

倍流同步整流在DCDC变换器中工作原理分析.

倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析类别：电源技术作者:蔡拥军等摘要：在低压大电流变换器中倍流同步整流拓扑结构已经被广泛采用。就其工作原理进行了详细的分析说明，并给出了相应的实验和实验结果。关键词：倍流整流；同步整流；直流/直流变换器；拓扑 0 引言随着微处理器和数字信号处理器的不断发展，对芯片的供电电源的要求越来越高了。不论是功率密度、效率和动态响应等方面都有了新要求，特别是要求输出电压越来越低，电流却越来越大。输出电压会从过去的3.3V降低到1.1～1.8V之间，甚至更低[1]。从电源的角度来看，微处理器和数字信号处理器等都是电源的负载，而且它们都是动态的负载，这就意味着负载电流会在瞬间变化很大，从过去的13A/μs到将来的30A/μs～ 50A/μs[2]。这就要求有能够输出电压低、电流大、动态响应好的变换器拓扑。而对称半桥加倍流同步整流结构的DC/DC变换器是最能够满足上面的要求的[3]。本文对这种拓扑结构的变换器的工作原理作出了详细的分析说明，实验结果证明了它的合理性。 1 主电路拓扑结构主电路拓扑如图1中所示。由图1可以看出，输入级的拓扑为半桥电路，而输出级是倍流整流加同步整流结构。由于要求电路输出低压大电流，则倍流同步整流结构是最合适的，这是因为：图1 主电路拓扑 1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小； 2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波； 3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了； 4）较少的大电流连接线（high current inter-connection），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有2路，而在中间抽头的拓扑中有3 路； 5）动态响应很好。它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感，在体积上相对要大些。但是，有一种叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。 2 电路基本工作原理电路在一个周期内可分为4个不同的工作模式，如图2所示，理想的波形图如图3所示。(a) 模式1[t0－ t1] (b) 模式2[t1－

同步整流技术及其在DC-DC变换器中的应用

同步整流技术及其在DC／DC变换器中的应用摘要：同步整流技术是采用通态电阻极低的功率MOSFET来取代整流二极管，因此能大大降低整流器的损耗，提高DC／DC变换器的效率，满足低压、大电流整流的需要。首先介绍了同步整流的基本原理，然后重点阐述同步整流式DC／DC电源变换器的设计。关键词：同步整流；磁复位；箝位电路；DC／DC变换器 1 同步整流技术概述近年来随着电源技术的发展，同步整流技术正在向低电压、大电流输出的DC／DC变换器中迅速推广应用。DC／DC变换器的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V 或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）PO，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。为满足高频、大容量同步整流电路的需要，近1同步整流技术概述近年来随着电源技术的发展，同步整流技术正在向低电压、大电流输出的DC／DC变换器中迅速推广应用。DC／DC变换器的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）PO，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。为满足高频、大容量同步整流电路的需要，近年来一些专用功率MOSFET不断问世，典型产品有FAIRCHILD公司生产的NDS8410型N沟道功率MOSFET，其通态电阻为0.015Ω。Philips公司生产的SI4800型功率MOSFET是采用TrenchMOSTM技术制成的，