功率变压器设计

功率变压器设计本章将讨论正激、桥式、半桥和推挽变压器设计。

反激变压器（实际上是耦合电感）在第八章讨论。

设计变压器时，应当预先知道电路拓扑、工作频率、输入和输出电压、输出功率或输出电流以及环境条件。

同时还应当知道所设计的变压器允许多大损耗。

总是以满足最坏情况设计变压器，保证设计的变压器在规定的任何情况下都能满意工作。

7.1 变压器设计一般问题7.1.1变压器功能开关电源中功率变压器的主要目的是传输功率。

将一个电源的能量瞬时地传输到负载。

此外，变压器还提供其它重要的功能：●通过改变初级与次级匝比，获得所需要的输出电压；●增加多个不同匝数的次级，获得不同的多路输出电压；●为了安全，要求离线供电或高压和低压不能共地，变压器方便地提供安全隔离。

7.1.2 变压器的寄生参数及其影响在第二章讨论了理想变压器和实际变压器，它们的区别在于理想变压器不储存任何能量－所有的能量瞬时由输入传输到输出。

实际上，所有实际变压器都储存一些不希望的能量：●漏感能量表示线圈间不耦合磁通经过的空间存储的能量。

在等效电路中，漏感与理想变压器激励线圈串联，其存储的能量与激励线圈电流的平方成正比。

●激磁电感（互感）能量表示有限磁导率的磁芯中和两半磁芯结合处气隙存储的能量。

在等效电路中，激磁电感与理想变压器初级线圈（负载）并联。

存储的能量与加到线圈上每匝伏特有关，与负载电流无关。

漏感阻止开关和整流器电流的瞬态变化，随着负载电流的增加而加剧，使得输出的外特性变软。

在多路输出只调节一路输出时，因存在初级漏感，其它开环输出的稳压性能变差。

互感和漏感能量在开关转换瞬时引起电压尖峰，是EMI的主要来源。

为防止电压尖峰造成功率开关与整流器的损坏，电路中采用缓冲或箝位电路抑制电压尖峰。

缓冲和箝位电路虽然能抑制尖峰电压，为了可靠，还需选择高电压定额的器件；如果缓冲和箝位电路损耗过大，还必须应用更复杂的无损缓冲电路回收能量。

即使这样，缓冲电路中元件不是无损的，环流损失相当多的能量。

总之，漏感和激磁电感降低变换器的效率。

因此，通常在设计变压器时，应尽量减少变压器的漏感，详细参看第六章。

有些电路利用漏感和互感能量获得零电压转换(ZVT)，但在轻载时漏感能量很小；而互感大小较难控制，主要通过控制两半磁芯装配气隙大小控制激磁电感。

7.1.3 温升和损耗在设计开关电源开始时，根据输出功率，输出电压和输出电压调节范围、输入电压、环境条件等因素，设计者凭经验或参照同类样机，给出一个可能达到的效率，由此得到总损耗值。

再将总损耗分配到各损耗部件，得到变压器的允许损耗。

99变压器损耗使得线圈和磁芯温度提高，线圈中心靠近磁芯表面温度最高，此最大“热点”限制了变压器的温升。

根据式（6.15），温升ΔT（℃）等于变压器热阻R th（℃/ W）乘以功率损耗P（W）：=∆T R Pth在一般工业产品中，民用环境温度最高为40℃。

变压器内部最高温度受磁芯和绝缘材料限制，如果采用铁氧体与A或E级绝缘，变压器温升一般定为40～50℃温升。

其内部热点温度为100℃。

如果温升过高，应当采用较大尺寸的磁芯。

如果要求较小的体积，应当采用合金磁芯和高绝缘等级的绝缘材料，允许较高温升，但使效率降低。

变压器损耗分为磁芯损耗和线圈损耗，很难精确预计。

磁芯损耗包括磁滞损耗和涡流损耗。

线圈损耗包括直流损耗和高频损耗。

引起变压器温升主要是稳态损耗，而不是瞬态损耗。

磁芯损耗磁芯磁滞损耗与频率和磁通摆幅有关。

在所有Ⅱ类和Ⅲ类磁芯工作状态（正激和推挽类拓扑）中，U o=DU i/n（n=N1/N2－变压器变比）。

当工作频率固定，伏秒积即磁通变化量是常数，所以磁滞损耗是常数，与U i和负载电流无关。

磁芯涡流损耗实际上即磁芯材料的电阻损耗－I2R。

涡流大小正比于磁通变化率，即与变压器伏/匝成正比。

因此，如U i加大一倍，涡流增加一倍，峰值损耗I2R增加4倍；如保持输出稳定，占空度下降一半，则平均损耗I2R增加一倍。

可见磁芯涡流损耗正比于U i，最坏情况是最高电压。

磁芯涡流损耗还与磁芯结构有关，如果磁芯由相互绝缘的叠片或几块较小的截面组成，涡流比整体小。

线圈损耗低频线圈损耗是容易计算的。

但高频线圈涡流很难精确确定，因为开关电流矩形波包含高次谐波。

在正激或推挽类拓扑中，如果斜坡分量是斜坡中心值的1/5时，次级峰值电流可近似等于负载电流，而峰值初级电流等于负载电流除以匝比：=I Ip o2=/I I np p12峰值电流与U i无关。

而在峰值电流为常数时（负载不变），有效值电流的平方，即线圈损耗（I2R损耗）正比于占空度D，反比于U i。

（对于峰值电流不变，高次谐波主要由开关瞬态引起的，D无明显变化）。

线圈损耗在低U i时总是最大。

铁氧体磁芯开关电源变压器磁芯大多数应用铁氧体材料。

在Ⅲ类工作状态，50kHz以下，大多数功率铁氧体材料磁通密度可以选取0.16T。

而在50kHz以上，磁芯损耗与频率1.6~2次方、与磁通摆幅为2～2.7次方关系。

工作磁通密度摆幅应随频率升高而下降（图4.20）。

一般在给定的工作频率下，按比损耗100～200mW/cm3选取磁通密度摆幅。

在200～300kHz以下，磁滞损耗为主。

在更高频率时，因为涡流损耗随频率平方（相同磁通摆幅和波形）上升，超过磁滞损耗。

在200～300kHz以下，由于线圈损耗高，变压器100最坏情况是低电压和满载。

一旦磁芯的涡流损耗变得明显时，特别在高U i时，涡流损耗将随频率迅速增加。

在第四章手册中材料损耗曲线（例如图4.20）是正弦波激励下试样取得的，没有给出高压脉冲，小占空度的损耗曲线。

在低U i时，电流增大，要求导线截面增大，邻近效应严重，线圈损耗也随频率上升。

为了维持合理的R a c/R dc(F R=1.5)，必须采用扭绕的多股细导线或利兹线。

多股线的绝缘和线圈间空隙减少了窗口充填系数。

因此，高频时，涡流损耗占统治地位，磁芯损耗最坏情况是高U i和满载，线圈最坏情况是低U i和满载。

带料合金磁芯涡流为主，与铁氧体高频情况相同，磁芯最坏情况是高U i和满载。

线圈最坏情况是低U i和满载。

在第六章中已经讨论了损耗最佳分配：当磁芯损耗等于线圈铜损耗时磁元件体积最小。

在高频开关电源中，通常磁芯损耗限制了磁感应选取，工作磁感应往往远小于饱和磁感应。

实际上，磁芯损耗与线圈损耗相近时，总损耗在较宽的范围内最小。

同时应使所有线圈的电流密度近似相等，才能使线圈损耗最小。

半桥或全桥变压器线圈利用最好，而中心抽头次级利用较差，如有效值电流密度近似相等，此时初级占有效窗口的40％，次级占60％。

在其他情况下，初次级导体面积比各占50％：正激变换器（单端初级/次级），中心抽头初级/中心抽头次级）,全桥，半桥初级/全桥次级。

以上的配置是不可能达到的，因为每个线圈的匝数必须是整数。

在低压次级，磁芯与线圈损耗最佳平衡设计需要1.5匝。

如用1匝，磁通变化量和磁芯损耗可能太大；用两匝线圈损耗太大，在两个极限情况下，不可能满足温升和绝对损耗限制。

解决问题的办法是选取大一号磁芯。

当磁芯选定以后，由式（6.16）决定热阻。

初始设计时，如选用E类磁芯，可不考虑损耗功率的影响，直接应用式（6.18）决定热阻。

7.1.4 充填系数这在第六章讨论过，在设计时应记住：●高压时，为满足安全绝缘要求，线圈端部留边和爬电距离，以及绝缘厚度限制，占窗口面积很大的百分比，小变压器更严重。

骨架进一步减少了窗口有效面积。

可考虑采用加重绝缘的绝缘导线－如三重绝缘导线，可不必预留爬电距离。

●导线形状不同，窗口利用不同。

圆导线间排比叠层排列充填系数高，但线圈导线之间的空隙和导线绝缘占据较大窗口面积。

即使用全部圆绝缘导线组成的单线圈，铜截面积也仅占骨架窗口的70～75％。

对于利兹线，铜面积进一步减少。

多股绞线，附加75％（近似）系数。

例如，7根7股利兹线圈铜面积是0.75×0.75×0.75＝42％。

铜箔或带多层线圈没有空隙，仅匝间绝缘。

骨架窗口的线圈利用率高达80～90％铜面积。

实际上，铜箔或铜带绕制时不可能绕制得非常伏贴，一般利用率在0.35~0.5之间。

考虑到层间绝缘，骨架，屏蔽以及爬电距离等因素，一般实际窗口总利用率在0.25～0.5之间。

7.1.5 电路拓扑尽管各种功率电路拓扑适用一定的范围，但也不是绝对的，大多数情况下相互覆盖的。

电路拓扑的选择对变压器设计有决定性影响，详细讨论不属于本文范围。

反激电路（反激变压器在第八章）主要用于功率范围0～150W,正激变换器范围在50～101500W，半桥从100W到1000W，而全桥应用于500W以上。

以上范围不是绝对的，实际产品中有低压输入的1500W的反激变换器。

次级桥式整流的全桥和半桥变换器变压器利用率最好，因为磁芯是双向磁化，而线圈在整个导通时间都流过电流，线圈充分利用。

带有中心抽头次级，在一个周期中，总有一个线圈在导通期间没有电流，线圈利用率和效率降低。

中心抽头初级和次级，线圈和磁芯利用率进一步降低。

所有推挽拓扑的优点是在给定开关频率，相同纹波滤波和闭环能力时，变压器和线圈工作频率是一半，减少了磁芯和交流线圈损耗。

正激变换器变压器利用率和效率最不好，因为无论是线圈或磁芯最大工作时间也只有半个周期。

7.1.6 频率在开关电源中“频率”有几个含义，且容易发生混淆。

在本书中，“开关频率”f s定义为开关驱动脉冲的频率。

它是输出滤波，输出纹波和输入电流纹波频率，是控制回路设计的重要依据。

在单端正激变换器功率电路中，功率开关，变压器和输出整流器都工作在开关频率，不会发生混淆。

变压器工作频率和开关频率相同。

“时钟频率”是控制IC芯片产生的时钟脉冲频率。

通常，开关频率与时钟频率相同，但不总是这样。

偶尔，控制IC芯片经分频获得低的开关频率。

特别将推挽IC控制芯片用于单端正激变换器，仅用两个开关驱动中的一个，保证最大占空度不超过50％。

在这种情况下，开关频率是时钟频率的一半通常发生混淆是推挽拓扑。

推挽类（推挽，半桥和全桥）功率电路每个功率开关以1/2时钟频率驱动，电路的开关频率就是时钟频率。

变压器和单个功率开关和单个整流器都以“变压器频率f T”工作,它是开关频率的一半。

电路输出滤波工作在开关频率。

7.1.7 占空度占空度D定义为功率开关导通时间T on与开关周期T的比：D=T on/T。

在单端正激变换器中，这很容易明白。

但在双端双路交错正激和推挽类变换器中，时常发生混乱。

例如，双端双路交错正激变换器中，对于每一路，在输入电压最低U i min时最大占空度约为0.45，每路变压器在45％时间内传输功率，传输总功率的一半。

而对输出滤波电感占空度则为0.9。

在半桥电路工作于最低电压时，占空度接近90％（D=0.9）。

变压器在90％的时间传输功率，90％时间电压脉冲加在输入滤波器上等等。