微带线匹配网路设计原理
1-4
微帶線基本
傳統的電子電設計中，因為其操作頻高， 即信號之波長遠大於電板上傳輸線之長，所 以於設計上我們可以考慮訊號在傳輸線上傳輸 時起點與終端的差。 隨著工作頻的上升，信號之波長將再遠大於 電板上傳輸線之長，而會接近傳輸線結構的 倍，所以傳統的電無法有效的明其電 壓與電變化的關係以及電壓與電與位置之間 的關係。
第一章 微帶線匹配網設計原
逢甲大學通訊系 何 滿 博士
大 綱
微帶線基本
反射係之關係式 終端加負載的傳輸線輸入阻抗 傳輸線輸入阻抗與長及負載之關係
阻抗匹配之意義
1-2
大綱
設計實
λ/4轉阻器匹配網 單端與雙端短匹配網 單端與單端扇形開匹配網 λ/8與3λ/8單端開匹配網
範電實測結果討
1-3
微帶線基本
解:
首先用50 Ω的傳輸線l1 將150 Ω的負載阻抗 (yL=0.33)轉至y=1的等電導圓上yB=1+j1.165， 再用單端短之微帶線將yB轉至yO=1，如 圖1-6所示。由圖1-6可知:
l1 = 0.1625λ = 0.1625 × 66.81mm = 10.86mm
另由yB轉至yO所需之並電感抗為 Δy=j1.165(Δz=j 0.858)，所以由圖9-3可知:
1-9
微帶線基本
其中：
V(z)：表示位於微帶線位置 z 之電壓大小。 V(z+Δz)：表示位於微帶線位置(z+Δz)之電壓大小。 I(z)：表示位於微帶線位置 z 之電大小。 I(z+Δz)：表示位於微帶線位置(z+Δz)之電大小。
1-10
微帶線基本
由式(1-1a)與式(1-1b)我們可推導出傳輸線的波動 方程式：
1-21
傳பைடு நூலகம்線輸入阻抗與長及負載關係
當ZL=∞； l = (λ/4)：
∞ + Z o j tan(π 2) Z in = Z o =0 Z o + ∞j tan(π 2)
(1-10)
上式所顯示之特性為：一條終端開的λ/4 傳輸 線，其特性就如同短一樣，因此我們可用一 條開的λ/4 微帶線替代一個帶止波器 (Bandstop)的特性 。
1-22
傳輸線輸入阻抗與長及負載關係
當ZL=0：
0 + Z o j tan(βl ) = jZ o tan(βl ) Z in = Z o Z o + 0 j tan(βl )
(1-11)
(n 1)λ (2n 1)λ 其中： ≤l ≤ n = 1, 2,.... 4 4 上式所顯示之特性為：一條終端短的傳輸線， 其特性就如同一個電感性元件一樣，因此我們即 可用一條短的微帶線替代一個並的電感元 件，此外在Smith圖上之軌跡為以逆時鐘方向移 動。
(1-1a)
1-8
微帶線基本
由柯希荷夫電定可得：
I ( z + Δz ) I ( z ) = V ( z + Δz )(G + jωC )Δz I ( z + Δz ) I ( z ) = V ( z + Δz )(G + jωC ) Δz dI ( z ) = V ( z )(G + jωC ) (1-1b) dz
d 2V ( R + jωL)(G + jωC )V = 0 2 dz d 2I ( R + jωL)(G + jωC )V = 0 2 dz
(1-2a)
(1-2b)
1-11
微帶線基本
用解微分方程之觀我們可求得式(1-2)的解：
V ( z ) = Vo+ e γz + Vo e γz
(1-3a) (1-3b)
λ l2 = tan 1 (0.858) = 0.1125λ 2π
1-5
微帶線基本
傳輸線即在闡述電壓與電及位置間的關 係。 電壓與電在位置 z 時為V(z) 與 I(z)，當電波 進一段距 (z+Δz) 後，電壓與電分別產生 V(z+Δz)、I(z+Δz)的變化。 而電壓與電產生變化的原因是因為位置間微 帶線的等效電阻及電感與電容及電導效應所造 成，如圖1-2所示。
1-28
二、設計實
λ/4轉阻器匹配網 單端與雙端短匹配網 單端與單端扇形開匹配網 λ/8與3λ/8單端開匹配網
1-29
λ/4轉阻器匹配網
試設計頻於2400 MHz之λ/4轉阻器，如圖1-4所 示，使ZL=150 Ω之負載阻抗匹配至Zin=50 Ω處。 解：由式(1-8)知
2 Zo = Zin Z L
V ( z) ZL = I ( z)
z =0
Vo+ e jβz + Vo e jβz = + jβ z (Vo e Vo e jβz ) Z o
z =0
Vo+ (1 + Γ) (1 + Γ) = Zo + = Zo (1 Γ) Vo (1 Γ)
(1-5)
其中： + Γ = Vo Vo：反射係
1-14
反射係之關係式
當考慮一條傳輸線，並在其終端(z=0) 接上一個負 載元件ZL時，則在傳輸線上的電壓與電可以表 示為V(z)與I(z) ，如圖1-3所示：
I (z )
+
V (z )
-
ZL
z=0
z = l
z
圖1-3 傳輸線有負載時電壓與電與位置之間的關係
1-15
反射係之關係式
由圖1-3所示，且其負載阻抗可以由式(1-5)表 示：
V ( z) = V e
+ jβ z o
+V e
o
jβ z
(1-4a) (1-4b)
I ( z ) = (Vo+ e jβz Vo e jβz ) Z o
其中：
β = ω LC ：傳播常
L Zo = C
：帶線之特性阻抗
1-13
微帶線基本
式(1-4)所示即為一條無損耗之傳輸線上電壓及電 與位置間之關係式。 接下我們將以式(1-4)為基礎推導出反射係 之關係式與終端加負載後的傳輸線其輸入阻抗與 線長間之關係式。
λ 4 Z in Zo ZL 150 Ω
圖1-4 λ/4轉阻器示意圖
1-31
單端短殘段匹配網
試設計頻於2400 MHz之單端短殘段匹配網 ，如圖1-5所示，使ZL=150 Ω之負載阻抗匹配至 Zin=50 Ω處。
l1
Zin
Zo ZL 150 Ω l2 Zo
圖1-5 單端短殘段匹配網示意圖
1-32
單端短殘段匹配網
當ZL=∞； l = (3λ/8)：
Z in = jZ o
(1-14)
上式所顯示之特性為：一條終端開的3λ/8 傳輸 線，其特性如同一個電感性元件 ，所以我們可以 用一條開的3λ/8微帶線替代一個並的電感 元件 ，而其電感抗之值是由微帶線之特性阻抗值 決定。
1-26
阻抗匹配之意義
在高頻電設計中，阻抗匹配是很重要的一環。 從直電的基本中可知，信號源的電阻 與輸出之負載電阻相同時，就可在輸出端得到最 大的功輸出。 但在交電中，除電阻，尚有電容、電感等 電抗性元件，故要求得最大功輸出，除 端的電阻相等外，還需信號源的電抗與負載的電 抗互成共軛才。
1-27
阻抗匹配之意義
阻抗匹配的目的就是經由適當方法選擇元件使得 信號源與負載端的電抗值成共軛而產生諧振而 互相抵消，使電中僅存電阻，而能得到最大功 傳輸。 因為微帶線之線長與電之操作頻有關，因此 對於較低頻之電，以微帶線之方式設計時將 因電板面積太大而適用。 在微帶線阻抗匹配網中一條50 Ω的傳輸線，於 Smith圖中是沿著等VSWR圓依順時針方向走。
1-20
傳輸線輸入阻抗與長及負載關係
當ZL=0； l = (λ/4)：
0 + Z o j tan(π 2) =∞ Z in = Z o Z o + 0 j tan(π 2)
(1-9)
上式所顯示之特性為：一條終端短的λ/4傳輸 線，其特性就如同開一樣，因此我們即可用 一條短的λ/4微帶線替代一個RFC的特性，且在 實際製作時其微帶線之特性阻抗愈高效果會愈 好。
l2 = 0.1125λ 0.4125λ 1.165
紅色是將Z-Smith圖 視為Z-Smith
圖1-6 史密斯圖單端短殘段匹配網圖解設計
1-34
單端短殘段匹配網
註:前述 l2 之值亦可由式(1-11)求得:
Z in = jZ o tan( β l2 ) 1 zin = j tan( β l2 ) = j1.165 tan( β l2 ) = 0.858 β l2 = 2π
Zo = Zin Z L = 50 ×150 = 86.6Ω : λ/4轉阻器所需之特性阻抗
1-30
λ/4轉阻器匹配網
c 3 × 1011 mm = = 66.81mm 再用 λ = 9 f εeff (2.4 × 10 ) 3.5
求出 λ / 4 = 16.7 mm for FR 4 Substrate
l2 = 0.1125λ = 0.1125 × 66.81mm = 7.52mm
1-33
0.858 l2 = 0.1125λ
l =0 l = 0.5λ
zO = yO = 1
zL = 3
y L = 0.33
l = 0.25λ
y B = 1 + j1.165 z B = 0.427 j 0.492
l1 = 0.1625λ
Vo+ γz Vo γz I ( z) = e e Zo 其中： Z o
γ = α + jβ = ( R + jωL)(G + jωC )
宽带圆极化微带天线分析与设计
宽带圆极化微带天线分析与设计一、本文概述本文旨在深入探讨宽带圆极化微带天线的分析与设计。
随着无线通信技术的飞速发展，天线作为无线通信系统的关键组成部分，其性能直接影响到整个系统的传输质量和效率。
宽带圆极化微带天线作为一种重要的天线类型，具有宽频带、圆极化、低剖面、易集成等优点，因此在卫星通信、移动通信、雷达系统等领域具有广泛的应用前景。
本文将首先介绍宽带圆极化微带天线的基本原理和特性，包括其辐射机制、极化特性、带宽特性等。
随后，将详细分析宽带圆极化微带天线的设计方法，包括天线尺寸的选择、馈电方式的设计、介质基板的选取等。
在此基础上，将探讨影响天线性能的关键因素，如阻抗匹配、交叉极化、增益等，并提出相应的优化策略。
本文还将通过具体的案例分析，展示宽带圆极化微带天线在实际应用中的性能表现。
通过对比分析不同设计方案下的天线性能，为工程师和研究者在实际应用中提供有益的参考。
本文将总结宽带圆极化微带天线的设计与优化策略，并展望其未来的发展趋势和应用前景。
通过本文的研究，旨在为宽带圆极化微带天线的分析与设计提供理论支持和实践指导。
二、圆极化微带天线的基本原理圆极化微带天线是一种能够在空间中产生圆形极化波的天线，它具有独特的电磁辐射特性，广泛应用于无线通信、雷达探测和卫星通信等领域。
了解圆极化微带天线的基本原理对于其分析与设计至关重要。
圆极化波是一种电磁波，其电场矢量在空间中随时间旋转，形成一个圆形的轨迹。
圆极化微带天线通过特定的设计和构造，能够在其辐射区域内产生这样的圆形极化波。
这种波形的特性在于，无论接收天线的极化方式如何，圆极化波都能在一定程度上被接收，因此具有更好的抗干扰能力和更广泛的适用性。
圆极化微带天线的基本原理主要基于电磁场理论和天线辐射原理。
它通过在微带天线的辐射贴片上引入特定的相位差，使得天线的两个正交分量产生90度的相位差，从而形成圆极化波。
这种相位差可以通过在辐射贴片上刻蚀特定的槽口或引入附加的相位延迟线来实现。
第八讲微带匹配电路_单枝节匹配电路.
3.微带拐90度角 若果是等宽度的线，45度切角，斜边为1.5W~1.8W之间；宽度不等90度拐角， 则切角的直边为各自宽度的0.565倍左右效果较好。
3.4.3单枝节匹配电路
先复习一下传输线的特殊情况。
微波技术与天线-第三章匹配理论
复习——终端开路/短路时传输线阻抗特性
（1）传输线终端开路时，输入阻抗为
微带线的等效电路图2
1 1 B X jX C L L V2 V1 2 I1 j 1 B 2 0.5B X 1 1 B X I 2 C C L C L 2 2
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
Z L 1 YL RL jX L
Z in jZ 0 cot l jZ 0 cot
当Hale Waihona Puke n n 1 l 2 2 4
2 l
jX in
可用终端开路的传输线代替并联电容元件，在smith圆图上 顺时针转动。
1 l 8
a)
Zin jZ0
等价电容
微波技术与天线-第三章匹配理论
9
复习——终端开路/短路时传输线阻抗特性
cos l V1 j 1 sin l I1 Z 0
jZ0 sin l V2 cos l I2
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
传输线的等效结构
微带线的等效电路图1 利用基尔霍夫定律可得：
3.4、微带型匹配电路
13
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
lL
ls
射频功率放大器电路设计
本文主要对射频功率放大器电路设计进行介绍，主要介绍了射频功率放大器电路设计思路部分，以及部分设计线路图一、阻抗匹配设计大多数PA都内部集成了到50欧姆的阻抗匹配设计网络，不过也有一些高功率PA 将输出端匹配放在集成芯片外部，以减小芯片面积。
常用的匹配设计有微带线匹配设计、分立器件匹配设计网络等，在典型设计中有可能会将两者共同使用，以改善因为分立器件数值不连续带来的匹配设计不佳的问题。
PA阻抗匹配设计原理和射频中的阻抗匹配相同，都是共轭匹配设计，主要实现功率的最大传输。
常用工具可以使用Smith圆图来观察阻抗匹配设计变化，同时用ADS软件来完成仿真。
二、谐波抑制由本人微博《射频功率放大器 PA 的基本原理和信号分析》得知，谐波一般是由器件的非线性产生的倍频分量。
谐波抑制对于CE、FCC认证显得尤为重要。
由于谐波的频率较分散，所以一般采用无源滤波器来衰减谐波分量，达到抑制谐波的效果。
不仅PA，其它器件包括调制信号输出端都有可能产生谐波，为了避免PA对谐波进行放大，有必要在PA输入端即添加抑制电路。
上图所示无源滤波器常用于2.4G频段的芯片输出端位置，该滤波器为五阶低通滤波器，截止频率约为3GHz，对2倍频和3倍频的抑制分别达到45.8dB和72.8dB。
使用无源滤波器实现谐波抑制有以下优点：l 简单直接，成本有优势l 良好的性能并且易于仿真l 可以同时实现阻抗匹配设计三、系统设计优化系统设计优化主要从电源设计，匹配网络设计出发，实现PA性能的稳定改善。
3.1 电源设计功率放大器是功耗较大的器件，在快速开关的时候瞬间电流非常大，所以需要在主电源供电路径上加至少10uF的陶瓷电容，同时走线尽量宽，让电容放置走线上，充分利用电容储能效果。
PA供电电源一般有开关噪声和来自其它模块的耦合噪声，可以在PA靠近供电管脚处放置一些高频陶瓷电容。
有必要也可以加扼流电感或磁珠来抑制电源噪声。
从SE2576L的结构框图可以看出，该PA一共由三级放大组成，每一级都单独供电，前面两级作为小信号电压增大以及开关偏置电路，其工作电流较小，最后一级功率放大，其电流很大。
微带匹配电路单枝节匹配电路
3.4.1微带线构成的电感和电容
V z A1ejz A2ejz
I
z 1 Z0
A1ejz A2ejz
A1
VL
Z0IL 2
e j L
A2
VL
Z0IL 2
e j L
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
VLl VLZ0ILejLlVLZ0ILejLl
中间阻抗
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
方法一过程： 1、经过起始阻抗作等G圆； 2、径过目标阻抗作等反射系数圆； 3、找到交点为中间点；
目标阻抗
Z in
lL
ls
Z 0L Z L Z 0s
开路线 或短路线
中间阻抗
起始阻抗
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
4、并接线电纳等于=中间点电纳-起始点电纳 5、并接线电长度=从开路点（或短路点）到并
开路：
Z L ,Z injta Z n 0 l zinjta 1 nl tanl
BS Y0
l02 1 arctan Y B 0 s 2 1arctan Y B 0
短路：
Z L 0 ,Z i n j Z 0 t a n l z i n jt a n l tan1l
BS Y0
ls2 1arctan Y B 0 s 21 arctan Y B 0
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
两电路等效条件
X L Z 0 sin l
BC 2
Y0tg
l 2
l 1 arcsin XL
Z0
微波技术与天线-第三章匹配理论
微带传输线的阻抗匹配问题
微带传输线的阻抗匹配问题微带传输线的匹配问题串联匹配Rs 为驱动端的输出电阻（电阻值很小）；Z0为传输线特征阻抗；负载端输入电阻很大，近似开路。
为了达到电阻匹配，在驱动端串联电阻R ，使Rs ＋R ＝Z0（电阻串联匹配）当驱动端有一个从5V 降到1V 的脉冲时（具体多大电压不重要），在信号从负载端反射回驱动端之前，驱动端的压降只有2V ，（5－1）/2，相当是Rs ＋R 和Z0分压（如图下部），就是搞不懂为什么会分压，Z0怎么就接地了呢？请教，谢谢！传输线是一对导线组成的，包括信号传播路径和返回路径（即“地”）。
特征阻抗是指传播路径和返回路径之间的等效电阻。
只要信号没达到终端，在任何时刻，在传输线上的任意点，信号都会“感受”到该等效电阻，因为传输线上任意点都要给该点以后的传输线提供能量。
我认为传输线的特征阻抗并不是表示一个串联在源端和终端之间的一个电阻，应该认为在源端看来，它是一个阻值为Z0的到地的一个电阻。
从理想传输线模型（大概是这样，具体忘了，可能有不少问题）可以看到这一点。
信号从源端入射，不断地给分布电容、分布电感提供能量，从左到右建立电磁场，直到信号传送到终端。
并联匹配上面我说的只是源端的情况。
下面说说终端的情况。
信号传到终端时，根据负载的不同，情况不同。
当负载阻抗等于特征阻抗时，信号被负载完全吸收，不会发生反射；当负载阻抗大于特征阻抗时，会有一个电压为正的反射信号，一种典型情况是终端开路，这时反射电压等于入射电压，即全反射；负载阻抗大于特征阻抗时，会有一个电压为负的反射信号，一种典型情况是终端短路，这时反射电压等于负的入射电压。
反射电压和入射电压会在终端叠加，所以当终端负载阻抗很大时，会有信号过冲。
为了抑制信号的反射，需要做阻抗匹配。
所谓的阻抗匹配，就是使得传输线的终端负载等于特征阻抗。
匹配有两种方法：1. 源端串联匹配方法。
这种匹配方法实际上是在传输线上入射一半的信号电压，当信号传到终端时，由于负载阻抗非常大，近似于开路，信号在终端发生全反射，反射电压加上入射电压就等于信号原来的电压了。
微带线匹配知识点
微带短截线匹配1、短截线是短路线Z in (d)＝j •Z 0•tg (βd) ＝j •Z 0•tg (λπ2·d)Y in (d)＝－j •Y 0•[1/tg (βd)]＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·d)]所以Y in (8λ)＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·8λ)]＝－j •Y 0•1＝－j •Y 0Y in (83λ)＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·83λ)]＝－j •Y 0•(－1)＝j •Y 02、短截线是开路线：Z in (d)＝－j •Z 0•d tg β1＝－j •Z 0•)2(1d tg ⋅λπY in (d)＝j •Y 0•tg (βd)＝j •Y 0•tg (λπ2·d)所以Y in (8λ)＝j •Y 0•tg (λπ2·8λ)＝j •Y 0•1＝j •Y 0Y in (83λ)＝j •Y 0•tg (λπ2·83λ)]＝j •Y 0•(－1)＝－j •Y 0因此长度为8λ的短路线相当于长度为83λ开路线；长度为83λ的短路线相当于长度为8λ开路线。
3、非平衡短截线与平衡短截线为了使得并联短截线和串联传输线之间的传输影响最小，常常将并联短截线平衡分布于串联传输线的两边。
两段平衡短截线ST 1和ST 2并联后的总电纳必须等于一段非平衡短截线的电纳，所以每一段平衡短截线的电纳必须等于非平衡短截线电纳的一半。
设非平衡短截线的长度为l SA ，平衡短截线的长度为l SB 。
4.1当短截线为短路线时：Y in (l SA )＝－j •Y 0•[1/tg (βl SA )]＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·l SA )] Y in (l SB )＝－j •Y 0•[1/tg (βl SB )]＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·l SB )]因为Y in (l SA )＝2•Y in (l SB )，所以可得1/tg (λπ2·l SA )＝2/tg (λπ2·l SB )，即tg (λπ2·l SB )＝2 tg (λπ2·l SA )，因此)22(2λππλSASB l tg arctg l ⋅⋅=（1）当l SA < 2λ时，有)22(2λππλSASB l tgarctg l ⋅⋅=如：l SA ＝8λ时，)822(2λλππλ⋅⋅=tgarctg l SB )42(2ππλtgarctg ⋅=22arctg ⋅=πλ＝0.1762λ（2）当l SA > 2λ时，有)]22([2λπππλSASB l tgarctg l ⋅+⋅=如：l SA ＝83λ时，)]8322([2λλπππλ⋅+⋅=tgarctg l SB )]432([2πππλtgarctg +⋅= )]2([2-+⋅=arctg ππλ＝0.3238λ4.2当短截线为开路线时： Y in (l SA )＝j •Y 0•tg (βl SA )＝j •Y 0•tg (λπ2·l SA ) Y in (l SA )＝j •Y 0•tg (βl SA )＝j •Y 0•tg (λπ2·l SA )因为Y in (l SA )＝2•Y in (l SB )，所以可得tg (λπ2·l SA )＝2•tg (λπ2·l SB )，即tg (λπ2·l SB )＝21·tg (λπ2·l SA )，因此)221(2λππλSASB l tg arctg l ⋅⋅= （1）当l SA < 2λ时，有)221(2λππλSASB l tg arctg l ⋅⋅= 如：l SA ＝8λ时，)8221(2λλππλ⋅⋅=tg arctg l SB )421(2ππλtg arctg ⋅=)21(2arctg ⋅=πλ＝0.07379λ （2）当l SA > 2λ时，有)]221([2λπππλSASB l tg arctg l ⋅+⋅= 如：l SA ＝83λ时，)]83221([2λλπππλ⋅+⋅=tg arctg l SB )]4321([2πππλtg arctg +⋅= )]21([2-+⋅=arctg ππλ＝0.4262λ。
微带天线工作原理
微带天线工作原理微带天线是一种广泛应用于通信系统中的天线结构，它具有结构简单、制作方便、性能可调和工作频段宽等优点，因此在无线通信系统中得到了广泛的应用。
微带天线的工作原理是基于微带线与辐射负载之间的耦合效应，通过合理设计微带线和辐射负载的结构参数，可以实现对天线的频率、阻抗和辐射特性的调节。
本文将从微带天线的基本结构、工作原理和特点等方面进行详细介绍。
1. 微带天线的基本结构。
微带天线的基本结构包括微带线、辐射负载和基底板三部分。
微带线是由金属导体和绝缘基底组成的，其长度和宽度决定了天线的工作频率和阻抗匹配特性。
辐射负载是用来辐射电磁波的部分，通常是一个金属片或贴片，其结构和尺寸对天线的辐射特性有重要影响。
基底板是支撑微带线和辐射负载的部分，通常采用介质常数较小的材料，如陶瓷基板或塑料基板。
2. 微带天线的工作原理。
微带天线的工作原理主要是基于微带线与辐射负载之间的耦合效应。
当微带线上有高频电流通过时，会在微带线和基底板之间产生电磁场，这个电磁场会通过辐射负载辐射出去，从而实现天线的辐射功能。
微带线的长度和宽度决定了天线的工作频率，而辐射负载的结构和尺寸则影响了天线的辐射特性。
通过合理设计微带线和辐射负载的结构参数，可以实现对天线的频率、阻抗和辐射特性的调节。
3. 微带天线的特点。
微带天线具有结构简单、制作方便、性能可调和工作频段宽等特点。
首先，微带天线的制作工艺相对简单，可以采用印制电路板工艺进行批量生产，成本较低。
其次，微带天线的结构参数可以通过调节微带线和辐射负载的尺寸来实现对天线的频率、阻抗和辐射特性的调节，具有较好的可调性。
最后，微带天线的工作频段较宽，可以满足不同频段的通信需求。
总结：微带天线是一种在无线通信系统中广泛应用的天线结构，其工作原理是基于微带线与辐射负载之间的耦合效应。
通过合理设计微带线和辐射负载的结构参数，可以实现对天线的频率、阻抗和辐射特性的调节。
微带天线具有结构简单、制作方便、性能可调和工作频段宽等特点，因此在无线通信系统中得到了广泛的应用。
RF Circuit Design(Topic 6)
在圆图上将归一化的阻抗zL 转换成归一化的导纳yL ，阻 抗圆图也就成为导纳圆图。 画出zL 或yL 所对应的等反射系数圆，找出其与Zin 等电导 圆的交点，通常存在两个交点，可以选择一个进行设计。 由
Γ(l ) = Γ L ⋅ e − j 2 β l ，传输线长度为l 时，电长度为 θ = β l θ λ 若已知电长度，则传输线长度为 l = ⋅ π 2 再根据并联电纳的大小求解开/短路传输线的长度
微带线型匹配电路
根据传输线理论，一定长度的开路和短路传输线可 以等效为特定的电容和电感。 微带传输线具有许多优点，如体积小、重量轻、容 容 易与电路集成设计、与集成电路的兼容性好、易于 易与电路集成设计 大批量制作等，是一种常用的传输线结构。 微带线匹配电路的拓扑结构主要分为并联 串联 并联和串联 并联 串联两 种形式，由此所派生的电路形式有很多。 串连型微带匹配电路的基本结构是1/4波长阻抗变 换器。
并联型微带匹配电路
通常，并联型微带匹配电路分为：
单枝节匹配 双枝节匹配
此外，对于并联型微带匹配电路，工程上经 常采用的结构还有：
分立元件(电容)和分布参数元件混合匹配电路 三枝节和四枝节匹配网络 克服匹配禁区影响
微带单枝节匹配电路
Z0L, lL
串联传输线 会有怎样的 变化？
单枝节匹配有两种拓扑 结构：
其他微带双枝节匹配电路
由于双枝节匹配网络存在匹配禁区，工程中 还经常用的是三枝节 四枝节 三枝节或四枝节 三枝节 四枝节匹配电路。 最典型的是波导多螺钉调配器 波导多螺钉调配器，反复调整各 波导多螺钉调配器 个螺钉的深度，测量输入端驻波比，可以使 系统匹配，并且获得良好的频带特性。 某些实际电路中，使用变容二极管 变容二极管来代替微 变容二极管 带短截线，这样可以实现电调匹配。
微带双枝短截线
匹配电路设计要求
传输功率最大
满足最大功率传输的条件之一是 共轭匹配，共轭的含义是源端阻 抗Rs+jXs和负载阻抗RL+jXL满足： 实部相等Rs=RL，虚部相底抵消 Xs+XL=0。主要参数：功率P
减小线路反射
减小线路反射，目的是减小 噪声干扰，提高信噪比。看 反射系数Г ，理想状态反射 系数要求为零，即负载阻抗 等于传输线特征阻抗。
反射系数(Г)：反射电压/入射电压, 为标量，无耗线上的功率p=pi*[1- |Г|^2]， Г 理想状态为0.
电压驻波比(Voltage Standing Wave Ration): 波腹电压/波节电压，驻波比为1，表示完全匹配；驻波比为 无穷大表示全反射，完全失配。在移动通信系统中，一般要求驻波比小于1.5。
频带宽度
对于不同的匹配电路 达到要求的带宽越大 越好。主要参数:带 宽B
功率承载能力
传输相同的功率时线上电压驻波比 系数最小，功率承受能力最大。主 要参数：驻波比VSWR
匹配的优劣评价标准
阻抗匹配的优劣一般用四个参数来衡量，它们之间有固定的数值关系，使用哪一个均出于习惯。 回波损耗(Return Loss)： 它是反射系数绝对值的倒数，以分贝值表示。回波损耗的值在0dB的到无穷大之 间，回波损耗越大表示匹配越好。
S参数：S12为反向传输系数，也就是隔离。S21为正向传输系数，也就是增益。S11为输入反射系数，也就 是输入回波损耗，S22为输出反射系数，也就是输出回波损耗。 Port1作为信号的输入端口， Port2作为信号的输出端口，那么S11就是反射系数，即有多少能量被反射回源 端，这个值越小越好，一般建议S11< 0.1，即－20dB；S21表示插入损耗，也就是有多少能量被传输到目 的端了，这个值越大越好，理想值是1，即0dB，S21越大传输的效率越高，一般建议S21>0.7，即－3dB。
第讲-匹配理论及匹配网络
2
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第3章 匹配理论
2. 输入阻抗和输出阻抗不为纯电阻
如果输入阻抗和输出阻抗不是纯电阻,而是复数
阻抗,处理的方法是只考虑电阻部分,按照上述方法
计算L型匹配电路中的电容和电感值,再扣除两端的
虚数部分,就可得到实际的匹配电路参数。
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第3章 匹配理论
阻抗变换
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20
第3章 匹配理论
L网路的局限性：
RS和RL确定
Q值确定
可能会不满足滤波性能的指标
可采用三个电抗元件组成的Π和T型网络
21
第3章 匹配理论
3.3.2 П型匹配电路
= 1
+ 2
1
1
2
inter
2
=
+
+
LP LP
LP
= 1 +
2
令XS=XLP，电抗抵消（两电抗在工作频率处并联谐振）
RLP=RS
L网络串联支路电抗与并联支路电抗必须异性质
= 1 +
= 1 + 2
2
=
−1
>
= LP =
LP ,
问题：QS ,QL怎样求？
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第3章 匹配理论
Ls
Cs
Cp
Lp