高频电子线路 (4)
高频电子线路 第四讲
第四讲 LC调谐小信号谐振放大器及集中选频放大器图2.2.1 单调谐放大器(a) 电路 (b)交流通路将晶体管用小信号电路模型代入图2.2.1(b)则得图2.2.2(a)所示电路。
保证晶体管工作在甲类状态 晶体管的输出及负载电阻均通过阻抗变换电路接入。
自耦变压器匝比n 变压器初次级匝比G ie C ie ∙i m U g G oe C oe13112N n N =g m ≈I EQ mA /26mV图2.2.3 单调谐放大器的增益频率特性曲线图2.2.2 单调谐放大电路小信号电路模型 (a) 小信号电路模型 (b) 变换后的电路模型并联谐振回路的有载电导等于 2212o LT p G G G G n n =++ 故单调谐放大器的选择性比较差。
为了减小内反馈的影响，提高谐振放大器工作稳定性，常采用共发-共基2.2.4所示。
图2.2.4 共发-共基组合电路谐振放大器图中，V1接成共发组态，V2接成共基组态，由于共基组态输入阻抗很小，使放大器输出电路通过内反馈对输入端的影响很小，故放大器的稳定性得到很大提高。
二、多级单谐振回路谐振放大器 若单级调谐放大器的增益不能满足要求时，可采用多级单调谐放大器级若每级谐振回路均调谐在同一频率上，称为同步调谐，若各级谐振回路C i G ie ..'0o2U n U=oe 21G noe 21CnC PG 13L i L 21G n(a) (b)图2.2.7 双差调谐放大器幅频特性曲线(a) 单级幅频特性 (b) 合成幅频特性第三节集中调谐放大器一、陶瓷滤波器1、陶瓷滤波器的特性陶瓷滤波器是利用某些陶瓷材料的压电效应构成的滤波器。
所谓压电效应，就是指当陶瓷片发生机械变形时，例如拉伸或压缩，一个是串联谐振频率f s，另一个是并联谐振频率。
高频电子线路最新版课后习题解答第四章 高频功率放大器习题解答
思考题与习题4.1 按照电流导通角θ来分类，θ=180度的高频功率放大器称为甲类功放，θ>90度的高频功放称为甲乙类功放，θ=90度的高频功率放大器称为乙类功放，θ<90度的高频功放称为丙类功放。
4.2 高频功率放大器一般采用LC谐振回路作为负载，属丙类功率放大器。
其电流导通角θ<90度。
兼顾效率和输出功率，高频功放的最佳导通角θ= 60～70 。
高频功率放大器的两个重要性能指标为电源电压提供的直流功率、交流输出功率。
4.3 高频功率放大器通常工作于丙类状态，因此晶体管为非线性器件，常用图解法进行分析，常用的曲线除晶体管输入特性曲线，还有输出特性曲线和转移特性曲线。
4.4 若高频功率放大器的输入电压为余弦波信号，则功率三极管的集电极、基极、发射极电流均是余弦信号脉冲，放大器输出电压为余弦波信号形式的信号。
4.5 高频功放的动态特性曲线是斜率为1-的一条曲线。
R∑υ对应的静态特性曲线的交点位于放大区就4.6对高频功放而言，如果动态特性曲线和BEmaxυ称为欠压工作状态；交点位于饱和区就称为过压工作状态；动态特性曲线、BEmax 对应的静态特性曲线及临界饱和线交于一点就称为临界工作状态。
V由大到小变化时，4.7在保持其它参数不变的情况下，高频功率放大器的基级电源电压BB功放的工作状态由欠压状态到临界状态到过压状态变化。
高频功放的集电极V（其他参数不变）由小到大变化时，功放的工作状态由过压状态到电源电压CCV（其它参数不变）由小临界状态到欠压状态变化。
高频功放的输入信号幅度bm到大变化，功放的工作状态由欠压状态到临界状态到过压状态变化。
4.8 丙类功放在欠压工作状态相当于一个恒流源；而在过压工作状态相当于一个恒压源。
集电极调幅电路的高频功放应工作在过压工作状态，而基级调幅电路的高频功放应工作在欠压工作状态。
发射机末级通常是高频功放，此功放工作在临界工作状态。
4.9 高频功率放大器在过压工作状态时输出功率最大，在弱过压工作状态时效率最高。
高频电子线路4章17节201310精品文档
Av
-
p1 p 2 y fe Y
-
p1 p 2 y fe
G p
j( C
1) L1
Y
A vop1G p2pyfeGpp 1g po 21y fegi2
+ Vo
CΣ
G′ p
L1
-
为了获取最大功率增益，应适当地选取p1和p2的值，使负 载导纳YL能与晶体管电路的输出导纳相匹配。匹配条件是：
C
Gp L1 C′i2 g′i2
+ Vo
-
-
yo1 p12yoe
YL p12YL
Y
CΣ
G′ p
L1
p 1 N N 1 p 2 N N 2G p G p g o 1 g i2C C C o 1 C i 2
Yp1 2(yoeYL )
A v V V oi11
yfe yoeYL
p12yfe Y
20
晶体管
a
+
N
负载YL
Io1 yfeVi1
+ Vo1
1 go1 Co1 Y′L Vo C Gp
N1
-
-
L1
+
N2 Vi2 L2 -
Ci2 gi2
2
b
从上图可知，本级的实际电压增益是：
Av V Vii12
(N NV12i)1Vo1
N1
-
-
L1
+
N2 Vi2 L2 -
2
b
(b) 等效电路
Ci2 gi2
图4.3.1 单调谐回路谐振放大器的原理性电路与等效电路
18
4.3.1 电压增益Av
通信电路4
Re0
Q0
0C
171K
C
L
RL'
1 n2 2
RL
256RL
256K
Re0
Rs’ RL’
RS'
1 n12
RS
16Rs
256K
回路总电阻：R Re0 // RL' // RS' 73.2K
Qe R Q0 Re0
Qe 42.8
B W0.7
f0 Qe
10.9KHz
CΣ
L
Re0 Rs’ RL’
欠 压
t 0
ⅢⅡ Ⅰ
因为：RΣ 、 UBB 、 Ubm 固定，
UCC3 UCC2 UCC1
UCC改变
Ⅲ Q3 Q2
uCE Q1
所以：Rd不变，Q点变
uCEmin
UCC对Ucm有 控制作用
Ⅱ
Ⅰ
Ucm I clm I C0
Q点纵坐标： uCE=UCC时对应的“iC” 。
“iC”=g(UBB-Uon)，不 变
P0
1 2
I
2 2
Cm 1
(q
)
R
0.5 5
0.5 0
2.0
0.4 5
1
1.9
0.4 0
0
1.8
0.3 5
1.7
(q) g 1 (q )
0.3 0
1.6
0.2 5
1.5
0.2 0
0.1 5
2 3
0.1 0
1.4 1.3
0.0 5
1.2
0
1.1
－ 0.0 5
1.0
－ 0.1 0 0 20 40 60 80 10 012 014 016 018 0
高频电子线路第4章参考答案
题4—3图
5
高频电子线路习题参考答案
解4-3 根据给定条件，可知 （1）fo1<f02<f03,因此，当满足fo1<f02<f<f03,就可能振荡，此 时L1C1回路和L2C2回路呈容性，而L3C3回路呈感性，构成 一个电容反馈振荡器。 （2）fo1>f02>f03,因此，当满足fo1>f02>f>f03,就可能振荡，此 时L1C1回路和L2C2回路呈感性，而L3C3回路呈容性，构成 一个电感反馈振荡器。 （3）fo1=f02<f03, 因此，当满足fo1=f02<f<f03,就可能振荡， 此时L1C1回路和L2C2回路呈容性，而L3C3回路呈感性，构 成一个电容反馈振荡器。 （4）fo1>f02=f03不能振荡，因为在任何频率下，L3C3回路和 L2C2回路都呈相同性质，不可能满足相位条件。
53.732 × 10−15 ± 53.7322 × 10−30 − 4 × 1.068 × 1598 × 10−31 ω = 3196 × 10−31 (53.732 ± 47) × 1016 = ≈ 315 × 1012 (或 21 × 1012 ) 3196 1 1 所以f1max = ω1 = × 315 × 1012 ≈ 2.826MHz, 2π 2π 1 或者f1max = × 21 × 1012 ≈ 0.73MHz < f02max， 2π 因此在频率 0.73MHz下不满足相位条件，不能振荡。
题4 − 9图
16
高频电子线路习题参考答案
解4-9
C1C2 回路总电容C = + C0 + C3 ≈ 33.33 + C0 + C3 C1 + C2 Cmin = 33.33 + 10 + C0 = 43.33 + C0 Cmax = 33.33 + 260 + C0 = 293.33 + C0 因此得到方程组如下 1 1 6 20 × 10 = 2π L(43.33 + C ) fmax = 2π LC 0 min , 代入数值后得 1 1 f = 10 × 106 = min 2π LCmax 2π L(293.33 + C0 ) 解之得 C0 ≈ 40pF, L = 0.76µH
高频电子线路-第4章--习题答案
第4章 正弦波振荡器4.1 分析图P4.1所示电路，标明次级数圈的同名端，使之满足相位平衡条件，并求出振荡频率。
[解] (a) 同名端标于二次侧线圈的下端601260.87710Hz 0.877MHz 2π2π3301010010f LC--===⨯=⨯⨯⨯(b) 同名端标于二次侧线的圈下端606120.77710Hz 0.777MHz 2π1401030010f --==⨯=⨯⨯⨯(c) 同名端标于二次侧线圈的下端606120.47610Hz 0.476MHz 2π5601020010f --==⨯=⨯⨯⨯4.2 变压器耦合LC 振荡电路如图P4.2所示，已知360pF C =，280μH L =、50Q =、20μH M =，晶体管的fe 0ϕ=、5oe 210S G -=⨯，略去放大电路输入导纳的影响，试画出振荡器起振时开环小信号等效电路，计算振荡频率，并验证振荡器是否满足振幅起振条件。
[解] 作出振荡器起振时开环Y 参数等效电路如图P4.2(s)所示。
略去晶体管的寄生电容，振荡频率等于0612Hz =0.5MHz 2π2π2801036010f LC--==⨯⨯⨯略去放大电路输入导纳的影响，谐振回路的等效电导为5661121042.7μS 502π0.51028010e oe oe o G G G G S S Q Lρω--=+=+=⨯+=⨯⨯⨯⨯⨯由于三极管的静态工作点电流EQ I 为12100.712330.6mA 3.3k EQV I ⨯⎛⎫-⎪+⎝⎭==Ω所以，三极管的正向传输导纳等于/0.6/260.023S fe m EQ T Y g I U mA mV ≈===因此，放大器的谐振电压增益为o muo eiU g A G U -==而反馈系数为f oU j M M F j L LU ωω-=≈=-这样可求得振荡电路环路增益值为60.023203842.710280meg M T A F G L -====⨯ 由于T >1，故该振荡电路满足振幅起振条件。
高频电子线路v第四章习题解答
4-1 如图是用频率为1 000 kHz 的载波信号同时传输两路信号的频谱图。
试写出它的电压表达式，并画出相应的实现方框图。
计算在单位负载上的平均功率P av 和频谱宽度BW AM 。
解：(1)为二次调制的普通调幅波。
为二次调制的普通调幅波。
第一次调制：调制信号：F = 3 kHz 载频：f 1 = 10 kHz ，f 2 = 30 kHz第二次调制：两路已调信号叠加调制到主载频f c = 1000 kHz 上。
上。
令 W = 2p ´ 3 ´ 103 rad/sw 1 = 2p ´ 104rad/sw 2= 2p ´ 3 ´ 104rad/s w c = 2p ´ 106rad/s第一次调制：v 1(t ) = 4(1 + 0.5cos W t )cos w 1tv 2(t ) = 2(1 + 0.4cos W t )cos w 2t第二次调制：v O (t ) = 5 cos w c t + [4(1 + 0.5cos W t )cos w 1t + 2(1 + 0.4cos W t )cos w 2t ] cos w c t= 5[1+0.8(1 + 0.5cos W t )cos w 1t + 0.4(1 + 0.4cos W t )cos w 2t ] cos w c t (2) 实现方框图如图所示实现方框图如图所示(3) 根据频谱图，求功率。
根据频谱图，求功率。
○1 载频为10 kHz 的振幅调制波平均功率的振幅调制波平均功率 V m01 = 2V ，M a1 = 0.5W 5.4)211(2W 22121a 01av1201m 01=+===M P P V P ；○2 f 2 = 30 kHz V m02 = 1V ，M a2 = 0.4W 08.1)211(2W 5.02122a 02av2202m 02=+===M P P V P ； ○3 主载频f c = 1000 kHz V m0 = 5VW 5.122120m 0==V P总平均功率P av = P 0 + P av1 + P av2 = 18.08 W ○4 BW AM 由频谱图可知F max = 33 kHz得BW AM = 2F = 2(1033 -1000) = 66 kHz4-3 试画出下列三种已调信号的波形和频谱图。
高频电子线路课程实验四高频功率放大器解析
太原理工大学现代科技学院高频电子线路课程实验报告专业班级测控13-2学号姓名指导教师温涛实验四高频功率放大器一实验目的1．了解和掌握丙类高频谐振功率放大器的构成及工作原理。
2．了解丙类谐振功率放大器的三种工作状态及负载特性、调制特性、放大特性和调谐特性。
3. 掌握丙类谐振功率放大器的输出功率oP、直流功率DP、集电极效率C4. 掌握用频谱仪观测信号频谱、频率及调制度的方法。
二实验原理高频功率放大器是一种能量转换器件，它是将电源供给的直流能量转换为高频交流输出。
高频功率放大器是通信系统中发送装置的重要组件，它也是一种以谐振电路作负载的放大器。
它和小信号调谐放大器的主要区别在于：小信号调谐放大器的输入信号很小，在微伏到毫伏数量级，晶体管工作于线性区域。
小信号放大器一般工作在甲类状态，效率较低。
而功率放大器的输入信号要大得多，为几百毫伏到几伏，晶体管工作延伸到非线性区域——截止和饱和区，这种放大器的输出功率大，效率高，一般工作在丙类状态。
一．高频功率放大器的原理电路高频功放的电原理图如图7-1 所示（共发射极放大器）它主要是由晶体管、LC 谐振回路、直流电源Ec 和Eb 等组成，Ub 为前级供给的高频输出电压，也称激励电压。
二．高频功率放大器的特点1.高频功率放大器通常工作在丙类（C 类）状态。
甲类（A =180 度，效率约50%；乙类（B =90 度，效率可达78%；甲乙类（AB 类）90<<180 度，效率约50%< <78%；丙类（C <90 度工作到小于90 度，丙类效率将继续提高。
2.高频功率放大器通常采用谐振回路作集电极负载。
由于工作在丙类时集电极电流i c 是余弦脉冲，因此集电极电流负载不能采用纯电阻，而必须接一个LC 振荡回路，从而在集电极得到一个完整的余弦（或正弦）电压波。
我们知道，对周期性的余弦脉冲i c ，可用傅立叶级数展开：式中，Ic1m、Ic 2m、Ic3m 为基波和各次谐波的振幅。
高频电子线路正弦波振荡器.ppt
单调谐放大器
高频电子线路——第4章 正弦波振荡器
3.相位(频率)稳定条件
相位稳定条件和频率稳定条件实质上是一回事
正弦信号相位φ和频率ω的关系：
d
dt
dt
振荡器的角频率 增大导致相位不断超前 相位 的不断超前表明角频率 增大
高频电子线路——第4章 正弦波振荡器
（1）相位(频率)稳定过程
原平衡态： L (0 ) f F 0
4.1.2 起振条件
1．起振过程分析
单调谐放大器
刚通电：电路中存在很宽的频谱的电的扰动，幅值很小
通电后：
1）谐振回路的选频功能，从扰动中选出 osc 分量(osc 0)
2）放大器工作在线性放大区， |T (josc)|>1 ，形成增幅振荡
3）忽略晶体管内部相移： f ＝0
回路谐振： L＝0
T (josc) =0，相移为零
起振 过程
平衡 状态
起振 过程
平衡 状态
输出波形：
高频电子线路——第4章 正弦波振荡器
4.1.4 稳定条件
1.平衡状态稳定分析：
（1）振荡电路中存在干扰
单调谐放大器
① 外部：电源电压、温度、湿度的变化，引起管子和回 路参数的变化。
② 内部：存在固有噪声(起振时的原始输入电压,进入平 衡后与输入电压叠加引起波动)。
单调谐放大器
外界干扰后： L (0 ) f F 0
Ub 相位超前 Ub 相位
升高
振荡回路相频特性 L 下降
L () f F 下降
L () f F 0
达到新的平衡 > 0
外界干扰消失后： L () f F 0
Ub 相位滞后 Ub 相位
降低
高频电子线路作业及答案(胡宴如 狄苏燕版)四章
第4章 正弦波振荡器4.1 分析下图P4.1所示电路，标明次级数圈的同名端，使之满足相位平衡条件，并求出振荡频率。
[解] (a) 同名端标于二次侧线圈的下端600.87710Hz 0.877MHzf ===⨯=(b) 同名端标于二次侧线的圈下端600.77710Hz 0.777MHzf ==⨯=(c) 同名端标于二次侧线圈的下端600.47610Hz 0.476MHzf ==⨯=4.2 变压器耦合振荡电路如图P4.2所示，已知，、、LC 360pF C =280μH L =50Q =，晶体管的、，略去放大电路输入导纳的影响，试画出振荡20μH M =fe 0ϕ=5oe 210S G -=⨯器起振时开环小信号等效电路，计算振荡频率，并验证振荡器是否满足振幅起振条件。
[解] 作出振荡器起振时开环参数等效电路如图P4.2(s)所示。
Yhe b e12略去晶体管的寄生电容，振荡频率等于0Hz =0.5MHzf ==略去放大电路输入导纳的影响，谐振回路的等效电导为5661121042.7μS502π0.51028010e oe oe o G G G G S S Q L ρω--=+=+=⨯+=⨯⨯⨯⨯⨯由于三极管的静态工作点电流为EQ I 12100.712330.6mA 3.3k EQV I ⨯⎛⎫-⎪+⎝⎭==Ω所以，三极管的正向传输导纳等于/0.6/260.023Sfe m EQ T Y g I U mA mV ≈===因此，放大器的谐振电压增益为omuo eiU g A G U -==而反馈系数为f oU j M MF j L LU ωω-=≈=-这样可求得振荡电路环路增益值为60.023203842.710280m e g M T A F G L -====⨯???由于>1，故该振荡电路满足振幅起振条件。
T 4.3 试检查图P4.3所示振荡电路，指出图中错误，并加以改正。
[解] (a) 图中有如下错误：发射极直流被短路，变压器同各端标的不正确，构成负反f L 馈。
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(c) 混频原理
2) 从频谱结构看，上述频率 变换电路都只是对输入信号 频谱实行横向搬移而不改变 原来的谱结构，因而都属于 所谓的线性频率变换。
2013-8-4
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§9.2 振幅调制原理
一、概述
调制是将要传送的信息装载到某一高频振荡(载频)信号 上去的过程。
按照所采用的载波波形区分，调制可分为连续波(正弦 波)调制和脉冲调制。
0.75MHz 6MHz 50% fc 6.25MHz 1.25MHz 6.25MHz 0.75MHz
f 中频
0.75MHz
f
(a) 广播电视台系统发端滤波器特性
(b) 电视接收系统中频滤波器特性
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§9.3 振幅调制方法与电路
一、概述
调幅波的共同之处都是在调幅前后产生了新的频率分 量，也就是说都需要用非线性器件来完成频率变换。 原理框图如下：
20
10k
20k
频谱搬移
100k
1000k
high
9
调幅的方法
低电平调幅
平方律调幅 斩波调幅
集电极调幅
调幅方法
高电平调幅 基极调幅
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10
二、调幅波的性质
1. 调幅波的数学表达式 通常调制要传送的信号波形是比较复杂的，但无论多么 复杂的信号都可用傅氏级数分解为若干正弦信号之和。为了 分析方便起见，我们一般把调制信号看成一简谐信号。 设 简谐调制信号 v ( t ) V cos t
i0 2
vΩ – D1 i1 + vΩ – + v Ω – + iL1.2 + R D2 i2 v0 v0 (a)
vi
iL3.4 + vΩ – + D4 vΩ – + D3 i3 i1 RL
vΩ –
–
v0 v0 (b)
vi
–
g DV cos(0 )t cos(0 )t
v(t) 带 通 V0(t) v AM(t) o
v(t) vDSB(t)
v(t) v DSB(t) 带通 0+ 或0– v SSB(t)
(a) 普通调幅波实现框图
vo(t) (b) 抑制载波的双边带调幅波
v o(t)
(c) 单边带调幅波实现框图
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22
按调制电路输出功率的高低可分为：
由图看出调幅过程实际上是 一种频谱搬移过程，即将调 制信号的频谱搬移到载波附 近，成为对称排列在载波频 率两侧的上、下边频，幅度 均等于 1 ma Vo
2
max
0–max
0
0+max
非正弦波调幅信号的频谱图
2013-8-4
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对于单音信号调制已调幅波，从频谱图上可知其占据 的频带宽度B=2或B=2F (=2F)，对于多音频的调制信 号，若其频率范围是，则已调信号的频带宽度等于调制信 号最高频率的两倍。
连续波调制以单频正弦波为载波，可用数学式表示， 受控参数可以是载波的幅度A，频率或相位。因而有调幅 (AM)、调频(FM)和调相(PM)三种方式。
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4
脉冲调制以矩形脉冲为载波，受控参数可以是脉冲高 度、脉冲重复频率、脉冲宽度或脉冲位置。相应地，就有 脉冲调幅(PAM，包括脉冲编码调制PCM)，脉冲调频 (PFM)，脉冲调宽(PWM)和脉冲调位(PPM)。
第九章振幅调制与解调
§9.1 §9.2 §9.3 §9.4 频谱搬移电路的特性 振幅调制原理 振幅调制方法与电路 振幅解调（检波）原理与电路
1
§9.1 频谱搬移电路的特性
非线性电路具有频率变换的功能，即通过非线性器件 相乘的作用产生与输入信号波形的频谱不同的信号。 当频率变换前后，信号的频谱结构不变，只是将信号 频谱无失真在频率轴上搬移，则称之为线性频率变换，具 有这种特性的电路称之为频谱搬移电路。如下图所示
其频带宽度为：
BSSB Fmax
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表9-1 三种振幅调制信号
电压 表达式 普通调幅波
V0 (1 ma cos t ) cos 0 t
载波被抑制双边带调幅波
ma V0 cos t cos 0 t
ma V0 cos( 0 ) t 2
(或 ma V0 cos(0 )t ) 2
Tr1 D1 + v Tr2 D4 D3 + v0 v0 D2 – iL
i
4 = gDV[cos(0)t+cos(0–)t] 0
1. 抑制载波的双边带调幅波 为了克服普通调幅波效率低的缺点，提高设备的功率利 用率，可以不发送载波，而只发送边带信号。 这就是抑制载波的双边带调幅波(DSB AM) 其数学表达式为
VDSB ( t )
或
1 1 ma Vo cos( o ) t ma Vo cos( o ) t 2 2 VDSB ( t ) Vo cos t cos o t
由于二极管不容易得到较理想的平方特性， 因而调制效率低,无用成分多，目前较少采用平方 律调幅器。
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(2) 开关式调幅（斩波调幅）
S1 ( t )
图 9.4.1
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{
1 cos0t 0 0 cos0t 0
26
斩波调幅器方框图
(2)斩波调幅器工作图解
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本课程只研究各种正弦调制方法性能和电路。
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5
应用
高频振荡
缓冲
倍频
高频放大
调制
发 射 天 线
声音
话筒
音频放大
将要传送的信息装载到某一高频 载频信号上去的过程。
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调制的原因
从切实可行的天线出发 为使天线能有效地发送和接收电磁波，天线的几何 尺寸必须和信号波长相比拟，一般不宜短于1/4波长。 音频信号: 20Hz～20kHz 波长：15 ～15000 km 天线长度: 3.75 ～3750km
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在调幅信号一周期内，AM信号的平均输出功率是
1 2 PAM PoT PDSB (1 ma ) PoT 2
因为ma≤1，所以边频功率之和最多占总输出功率的1/3。 调幅波中至少有2/3的功率不含信息，从有效地利用发射 机功率来看，普通调幅波是很不经济的。
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三、抑制载波的双边带调幅波与单边带调幅波
+ L C vo R –
(1) 平方律调幅－二极管信号较小时的工作状态
2 3 i a0 a1v D a 2v D a3v D
v D v 0 v V0 cos 0 t V cos c t
当vD很小时，级数可只取前四项
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经分类整理可知：0 是我们所需要的上、 下边频。这对边频是由平方项产生的，故称为平 方律调幅。其中最为有害的分量是0 2 项。
vo Vmin Vmax t
o t
由非正弦波调制所得到的调幅波形
(b) 已 调 波 形
v(t)
o
t过调制波形图Fra bibliotek当时ma ＝1时，调幅达到最大值，称为百分之百调幅。若 ma >1，AM信号波形某一段时间振幅为将为零，称为过调制。
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Vm (t ) V0 (1 ma cost )
Vmax Vo (1 ma )
Vo
Vmin Vo (1 ma )
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图 9.2.2
由非正弦波调制所得到的调幅波
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3. 调幅信号的频谱及带宽 将调幅波的数学表达式展开，可得到
v ( t ) Vo (1 ma cos t ) cos o t 1 1 Vo cos o t ma Vo cos( o ) t ma Vo cos( o ) t 2 2
f0 主振 f 非线性 器 件 带通 f0, 2Fmax
中放来
非线性 器 件
低通 Fmax
到功放
调制信号 f f
f1
f
0 F max
f1
2f1
f
0
f Fmax
0
fmax f
f0
2f0
f0
(a) 调幅原理
(b) 检波原理
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f0 本振
f 非线性 器 件 带通 到中放
fi, 2Fmax fi=fO-fS
高电平调幅电路 一般置于发射机的最后一级，是在功率电平较高的 情况下进行调制。 低电平调幅电路 一般置于发射机的前级，再由线性功率放大器放大 已调幅信号，得到所要求功率的调幅波。
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二、低电平调幅电路
v + – i vo + –
+
vD
–
1. 简单的二极管调幅电路 调制信号和载波信号相加后， 通过二极管非线性特性的变换，在 二极管调幅电路 电流i中产生了各种组合频率分量， 将谐振回路调谐于一次谐波，便能取出和频和差频的成分，这 便是普通调幅波。
载波信号
v 0 (t ) V0 cos o t
则已调波的振幅 V( t ) Vo Kd V cos t K d V Vo (1 cos t ) Vo Vo (1 ma cos t )
ma
它表示载波电压振幅受调制信号控制后改变的程度。一般0＜ ma≤1。
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单边带信号
波形图
频谱图
0- 0+ 0-
1 m a V0 m 2
1 m a V0 m 2
0+