直流偏移对于手机零中频接收机之危害
一种零中频接收机直流偏移对消电路的设计
电子技术 • Electronic Technology86 •电子技术与软件工程 Electronic Technology & Software Engineering 【关键词】零中频 直流偏移 对消 1 直流偏移问题概述零中频接收机一般应用于使用单频连续波的雷达。
与传统的超外差接收机相比，零中频接收机的射频信号没有镜像频率，不需要镜像抑制滤波器。
变频后的中频信号在低频（一般低于10kHz ），放大电路使用普通的运算放大器即可，滤波器的设计也更加简单，对ADC 的精度和采样率的要求也有所降低。
这样大大降低了接收机设计的要求，同时体积和功耗也显著降低。
在这些优点之外，零中频接收机存在一个必须解决的问题。
下变频的过程中，如果射频信号与本振的频率相同，则直接被变频至直流。
在雷达的探测过程中，零中频接收机变频产生的信号，是直流分量与射频信号所携带的有用信号的叠加，这些直流分量会使放大电路饱和，导致有用信号无法被放大。
因此，直流偏置信号的消除是零中频接收机的关键。
直流偏置问题的主要来源包括：接收机接收到的目标反射回波，本振泄露以及本振在混频器电路的多次反射，同频带干扰信号等。
目前主要的直流对消技术包括射频对消、数字对消、交流耦合等。
射频对消是在接收通道引入一路额外信号，其相位与空间泄露信号相反，幅度基本相等，当2个信号相叠加时，使得泄露信号功率减小。
数字对消是用ADC 采集中频信号，对中频的直流分量进行累计，得到直流分量后减去对应的直流分量。
交流耦合是在中频端加隔直电容去直流。
射频对消需考虑多种来源的射频成分，结构复杂。
数字对消在ADC 采集数据前需考虑直流成分放大饱和的问题，无法提供足够的增益。
交流对消有很大的局限性，有用信号频率低时，无法通过隔直电容。
一种零中频接收机直流偏移对消电路的设计文/沈金成 李万昌 辛鹏本文提供了一种在中频端进行直流对消的方法及电路，可实时消除连续波变频后产生的直流分量，使中频信号只剩交流分量，从而能够提供足够的增益，将零中频信号放大至适合A/D 转换器采集的范围。
零中频架构在接收机中的应用分析
零中频架构在接收机中的应用分析零中频架构是一种在通信领域中广泛应用的技术，在接收机中有着重要的应用。
零中频架构的核心思想是将接收机的中频部分移动到零频率附近，从而减少中频滤波、中频放大和混频等环节的复杂性，减小系统的功耗和成本。
本文将对零中频架构在接收机中的应用进行深入分析。
一、零中频架构的基本原理1. 零中频架构在通信系统中的应用零中频架构在通信系统中有着广泛的应用，尤其是在无线通信系统中。
采用零中频架构可以减少射频前端的复杂性，降低功耗和成本，同时提高系统的性能和可靠性。
零中频架构在移动通信系统、卫星通信系统和雷达系统中有着重要的应用，能够满足不同通信系统对于复杂性、功耗和性能的需求。
三、零中频架构在接收机中的优势1. 减小系统的功耗和成本采用零中频架构可以减少中频滤波、中频放大和混频等环节，从而降低系统的功耗和成本。
零中频架构能够利用低成本的元件，同时降低了系统的设计和制造成本。
2. 提高系统的性能和可靠性零中频架构可以提高系统的抗干扰能力和接收灵敏度，提高接收机的性能和可靠性。
零中频架构还能够提高系统对于多径干扰的抑制能力，提高接收机在复杂环境下的性能表现。
3. 简化射频前端的设计和优化采用零中频架构可以大大简化射频前端的设计和优化，降低系统的复杂性。
零中频架构还能够减少系统对于外部环境的依赖，提高系统的鲁棒性和稳定性。
四、结语零中频架构在接收机中有着广泛的应用，能够大大简化系统的设计和优化，降低系统的功耗和成本，同时提高系统的性能和可靠性。
随着通信技术的不断发展，零中频架构将会在接收机中发挥越来越重要的作用，促进整个通信系统的进一步发展和完善。
希望本文对于零中频架构在接收机中的应用能够起到一定的指导作用，为相关领域的研究和实践提供一定的参考和借鉴。
零中频接收机的优与劣
零中频接收机的优与劣零中频接收机，是直接将射频变频到基带，即中频为0.零中频接收机，有许多诱人的优点。
比如，它中频为0，因此不需要昂贵的SAW滤波器或者晶体滤波器，取而代替的，可以是简单的低通滤波器，便宜。
并且，零中频接收机不需要进行频率规划，这可是超外差接收机设计过程中相当复杂的一项任务。
另外，零中频接收机没有镜像频率。
但是，事物都有两面性，零中频接收机有他的优点，当然也有他的缺点，只有解决了这些缺点，才能把零中频接收机切切实实的用起来。
零中频接收机有以下几种主要的缺点。
缺点1：DC offsets(直流偏移)直流偏移，是指因为各种原因，会有杂散或噪声落在DC频率处。
因为零中频接收机的中频是零中频，在DC频率处有噪声，直接就影响了SNR，所以零中频架构对直流偏移非常敏感。
那DC offsets是怎么产生的呢？•工艺问题在集成电路中，由于工艺的不完美，会导致基带电路中本身就存在直流偏移。
比如说实际运放的失调电压。
•自混频混频器RF端口和LO端口间的隔离度是有限的，所以，本振信号会有一部分漏到射频端口，然后再被反射回来，和本振混频，进而产生直流偏移。
还有其他的一些原因，有同样的信号，同时泄露到混频器的RF和LO端，进而混频至DC频率，从而产生直流偏移。
所以，想要减小自混频产生的直流偏移，则需要尽量提高混频器端口之间的隔离度，同时也要提高其他路径的隔离度。
直流偏移需要去除或者抵消，不然接收机就没法工作。
假设基带电路中的增益为70~80dB，那么很小很小的直流偏移，比如200uV，就会使得基带放大器饱和。
在基带电路中，使用AC耦合或者高通滤波，是去除时变直流偏移的有效手段之一。
一般来说，为了保证不恶化调制信号的SNR，高通滤波器的3dB截止频率应该低于符号率的0.1%。
也可以用一些手段来抵消直流偏移，比如说，对于时不变直流偏移，可以预先测量，储存起来，在系统工作时，存储的直流偏移值，通过DAC输入到模拟基带电路中的减法器，以补偿固有直流偏移。
零中频架构在接收机中的应用分析
零中频架构在接收机中的应用分析零中频架构（Zero-IF Architecture），又称为直接转频（Direct Conversion）或基带转频（Baseband Conversion）架构，是一种广泛应用于接收机中的电路架构。
本文将分析零中频架构在接收机中的应用。
零中频架构的基本原理是将接收机的接收信号直接转换到基带频率进行处理，避免了传统接收机中频调谐器和混频器的使用。
在零中频架构中，接收信号首先经过低噪声放大器进行信号放大，然后通过电路将信号直接下变频到基带频率。
与传统的超外差架构相比，零中频架构具有简化电路、提高性能和降低功耗等优势。
零中频架构在接收机中的主要应用之一是数字通信系统。
在数字通信中，零中频架构能够直接将接收信号下变频到基带频率，提供高质量的信号恢复和解调能力。
零中频架构能够通过数字信号处理算法对接收信号进行复杂的信号处理，例如解调、频谱分析和信号调理等。
零中频架构适用于各种数字通信系统，如手机通信、卫星通信和宽带通信等。
零中频架构还可以应用于无线电广播接收机。
在传统的无线电广播接收机中，频率调谐和混频是接收信号必经的过程，会损耗信号质量和增加电路复杂度。
而使用零中频架构可以直接将信号下变频到基带频率，提供更好的信号质量和音频恢复能力。
零中频架构的低功耗特性也使得其成为移动设备和电池供电设备中理想的无线电广播接收方案。
零中频架构还可以应用于雷达和无线电频谱监测系统等应用领域。
在高频雷达中，零中频架构可以提供更好的信号探测和目标跟踪能力。
零中频架构在无线电频谱监测系统中可以实现更高的灵敏度和动态范围，提供更全面的频谱分析和科学研究能力。
零中频架构在接收机中具有广泛的应用前景。
它不仅可以提供高质量的信号恢复和解调能力，还可以简化电路、降低功耗和提高性能。
随着技术的不断进步和应用需求的增加，零中频架构将在各种通信和雷达系统中得到更广泛的应用。
一种零中频接收机的直流偏置校准技术
-1 -0.5 0 0.5 1
Frequency（MHz）
Frame：5
图4 直流偏置校准前的输入信号频谱
-1 -0.5 0 0.5 1
Frequency（MHz）
Frame：6
图5 直流偏置校准后的输出信号频谱
论
针对零中频接收机存在的直流偏置问题，本文提出了一种动态和静态结合的直流偏置校准技术，既能消除因设计或工艺偏差造成的固有的直流偏置，也能消除由于实时环境因素造成的直流偏置分量。
在保证了校准具有较高的精度的同时也具备较强的实时校准能力。
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零中频系统去信号直流偏移方法研究
零中频系统去信号直流偏移方法研究蒲祥东【摘要】为了解决零中频系统中直流信号的干扰，本文提出了一种硬件和软件结合动态调整直流偏移的方法，该方法结构简单，很好地解决了高性能接收机中的直流偏移问题。
【期刊名称】《黑龙江科技信息》【年(卷),期】2016(000)014【总页数】1页(P24-24)【关键词】零中频系统;直流偏移;硬件反馈;软件滑动【作者】蒲祥东【作者单位】四川九洲电器集团有限责任公司，四川绵阳 621000【正文语种】中文在无线通信接收机系统中，零中频接收机具有体积小、成本低、多波段多模式兼容等特点，已成为射频接收机中极具竞争力的一种结构。
零中频系统中，有用信号直接从射频下变频至基带，避免了镜像抑制问题；滤波和大部分放大在基带进行，简化了设计（只需一对混频器），降低了功耗和对ADC精度及采样率的要求；而且由于无需外部镜像抑制滤波器，成本大大降低，集成度显著提高。
尽管零中频系统有诸多优点，但其也有自身的缺陷，存在着直流偏移、本振泄露和闪烁噪声等问题，限制了它的广泛使用。
其中直流偏移是其特有的干扰，对零中频系统的性能有很大程度的影响。
直流偏移往往比射频前端的噪声还要大，使信噪比变差，同时，大的直流偏移可能使各级基带放大器进入饱和工作状态，使接收机的误码率激增，甚至无法正确接收信号。
因此，抑制或消除直流偏移是设计零中频接收机时要重点考虑的内容。
零中频接收机的基本工作原理是：射频信号与其载波同频率的本振信号混频，将射频信号通过变频直接搬移到基带，然后经过低通滤波器取出基带有用信号。
由于电路的非线性和不平衡性，在混频器同相/正交（I/Q）两个通道输出的基带信号中有可能引入不需要的直流偏移，从而形成对基带有用信号的干扰。
根据直流偏移的成因，可分为两种类型。
第一类主要是由本振信号的自混频所引起，它是时变的动态漂移；第二类则主要是由于电路元件的误差和失配所引起的直流工作点的偏移，相对来说，它是一种静态的偏移，其偏移量相对较弱，可以通过一些微调措施来解决。
VCO Pulling对于零中频发射机之相位误差的危害
由于现今智能手机要求的RF功能越来越多，这连带使得零件数目越来越多，且越来越要求轻薄短小[1]，而零中频架构，由于具备了低成本，低复杂度，以及高整合度，这使得零中频架构的收发器，在手持装置，越来越受欢迎[2]。
但连带也有一些缺失，其中一项便是所谓的VCO Pulling，如下图[3-6] :在零中频架构中，因为主频讯号的频率与LO相同，所以有可能会泄漏并造成干扰，而整个发射路径中，最可能的泄漏来源为PA输出端与天线端，因为PA输出端的能量最强，因此会以传导方式干扰，而天线端则是会直接以辐射方式干扰，使调变精确度下降，导致相位误差，频率误差，以及EVM都会有所劣化[6]。
由于PA的输入功率范围一向很广，以RFMD的RF3225为例，其输入功率范围为0 dBm ~ 6 dBm，这表示收发器的输出功率，即便扣掉Mismatch Loss与Insertion Loss，仍符合PA的输入功率范围，因此一般而言，较少调校此处的匹配。
然而PA的输入端，其实也是DA(Driver Amplifier)的Load-pull，因此这部分的匹配若没调校好，会使DA的线性度不够，导致在PA输入端，发射性能已经不好，再加上PA是主要的非线性贡献者，如此便会导致PA输出端的发射性能更差[8]。
除此之外，这部分的匹配若没调校好，会因反射而干扰VCO，导致调变精确度下降，如下图[6] :而PA输入端的匹配电路，其摆放位置需依平台而定，例如若为MTK的MT6252，则需靠近收发器，但若为高通的WTR1605L，则需靠近PA[8-9]。
由[10]可知，像WCDMA这种会用到振幅调变的讯号，只能用线性PA作放大，亦即在升频过程中，是采用所谓的I/Q Modulation，如下图[11] :I/Q Modulation是直接将数字讯号的I/Q讯号，直接升频成RF讯号，因此容易在混波过程中，产生带外噪声，若带外噪声被PA放大，进而增加LNA的Noise Floor，会导致灵敏度变差。
避免FM讯号灵敏度劣化(Desense)之防治措施__以MT6616平台为例
由[1-3]可知，对于数字讯号而言，会利用电阻来做阻抗匹配，而串联终端电阻的位置，需靠近讯号起源处，然而可能因走线过长，导致其阻抗又有所偏移，因此为保险起见，在靠近I2S跟GPIO处，均需添加330奥姆的串联终端电阻，确保其阻抗不会偏掉，如下图[4] :否则有可能会使波形有所失真，且辐射噪声变强，如下图[1-3] :而不管是Decoupling电容，或是Bypass电容，其GND Pad都应该直接下Main GND，而不要在表层走一段GND Trace后，再下Main GND[1-3]。
因为任何导线，都有其寄生电感，倘若采上图走法，多走的GND Trace，会增加其Decoupling电容跟Bypass电容的寄生电感值，使其谐振频率往低频方向移动，亦即其频率响应会与预期有所落差，导致稳压跟滤波的效果不如预期，如下图[5] :同时由[6-7]可知，辐射场强的公式如下:f是频率，L是其导体长度，r是辐射源与Receptor的距离，IC是电流强度。
换言之，多走的GND Trace，会使回路面积变大，以致于EMI辐射干扰变大。
若不得已需在表层走一段GND Trace，至少其GND Via需打多一点，因为由[1-3]可知，落地电容的目的，是要提供噪声一个低阻抗的路径，如下图:而由[8]可知，任何灌孔都有其等效电阻，而电阻是越并越小，倘若GND Via打得太少，则此时表层GND Trace的阻抗不够低，亦即流到Main GND的噪声份量会减少，而由[6-7]可知，任何金属若没接地，就是辐射体，且辐射效率与金属的尺寸大小正相关，换言之，若GND Via打得太少，且GND Trace的线宽又宽，那么此时的GND Trace，某种程度上，会是有效的辐射体，将未流到Main GND 的噪声，辐射出去，产生辐射干扰，如下图:且由前述可知，辐射干扰强度与导体长度有关，若GND Trace的长度越长，那么辐射干扰就会越严重。
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Introduction由于现今智能手机要求的RF功能越来越多，这连带使得零件数目越来越多，且越来越要求轻薄短小[1,4]，下图是零中频架构的接收机[4]，由于零中频架构，去除掉了中频的零件，具备了低成本，低复杂度，以及高整合度，这使得零中频架构的收发器，在手持装置，越来越受欢迎。
但连带也有一些缺失，典型的缺失之一，便是DC Offset[2-3]。
由[5]可知，零中频架构的接收机，便是直接将射频讯号，降频为基频的直流讯号，而DC Offset之所以成为零中频架构的难题，在于它们会座落在频谱上为零之处，或其附近，很难滤除，因此会直接干扰到主频，且其强度甚至有可能大过讯号本身[3]。
由[9]可知，DC Offset会造成相位误差。
而解调时，会以EVM来衡量相位误差的程度，如下图左。
而DC Offset会使星座图整体有所偏移，如下图右，换言之，DC Offset会使接收机的EVM变大[10-11] 。
而由[12]可知，若EVM变大，则同样的SNR，对应到的BER会升高，其解调结果会变差，亦即DC Offset会使灵敏度变差。
由[13]可知，接收机的LNA，其Gain皆非单一固定值，即VGA(Variable gain amplifier) 架构，如下图:以灵敏度的角度而言，之所以希望透过AGC机制，以及VGA，来缩减LNA输出讯号的动态范围，主要便是希望ADC的输入讯号，其强度大小能适中，使讯号在解调时，不会因讯号过小而导致SNR下降，也不会因讯号过大，使后端电路饱和，Noise Floor上升，而导致SNR下降[4]。
而高通的RTR6285A，GSM四个频带的LNA，都采用Gain-stepped架构，有五种Gain Mode，其Gain Range示意图如下[14]:Gain Mode 0 Gain Mode 1 Gain Mode 2 Gain Mode 3 Gain Mode 472.5 dB 58.5 dB 41 dB 29 dB 11.5 dB五种Gain Mode，皆有其Gain Range，分别应用于不同强度范围的接收讯号。
当接收讯号较大时，LNA会采用Low Gain Mode，一方面节省耗电流，另一方面避免后端电路饱和。
而接收讯号较小时，会采用High Gain Mode，确保有足够的能力去驱动ADC[13]。
前述可知，DC Offset强度甚至有可能大过讯号本身，尤其是当接收讯号很微弱时，加上此时LNA会采用High Gain Mode，换言之，以高通的RTR6285A为例，此时DC Offset可能会被放大72.5 dB，这样的强度会使ADC饱和，Noise Floor 上升，而导致SNR下降，以至于灵敏度下降[2,16-17]。
Nonlinearity而由[6]可知，如同谐波一般，DC Offset也是非线性效应之一，如下式:亦即若射频前端的P1dB不够大，或输入讯号过大，便会产生DC Offset。
因此以WCDMA为例，其接收测项有一项为Maximum input level，便是在衡量接收端的最大承受输入功率(且BER不得大于0.1%)[5]。
原则上，接收讯号的强度，是不至于会使射频前端饱和，换言之，会使射频前端饱和的，多半是外来噪声，以GSM为例，其Blocking的测试中，其带外噪声的强度，甚至高达0 dBm[4]。
而WCDMA的Blocking测试，其带外噪声的强度，虽然没有GSM来得强，但最大也有–15 dBm，更重要的是，因为WCDMA的发射跟接收会同时运作，会有所谓的Tx Leakage，其PA输出，最大可达28 dBm[5,8]。
因此，倘若LNA的线性度不够，则Tx Leakage与外来噪声会使其产生DC Offset，干扰降频后的讯号，影响解调结果，如上图。
然而因为Mixer处理的讯号，是经过LNA放大后的讯号，因此其P1dB必须比LNA更大，否则即便LNA的线性度够，但若Mixer的线性度不够，一样会因饱和而产生DC Offset，如下图[4,5,8,13]。
Self-Mixing理论上LO端要与LNA以及Mixer有着无限大的隔离度，若LO与LNA以及Mixer 的隔离度不够大，会产生LO Leakage，即LO会由天线辐射出去，成为其他接收机的外来噪声，或是泄漏至LNA与Mixer的输入端，导致LO与LO混波，称之为Self Mixing，产生DC Offset，干扰降频后待解调的讯号[2-3,5]。
而前述提到，由于WCDMA会有Tx Leakage，因此Tx Leakage也可能产生Self- Mixing，产生DC Offset，干扰降频后待解调的讯号[8]。
而外来噪声也可能产生Self- Mixing，产生DC Offset，干扰降频后待解调的讯号[5]。
LNA Gain接收机整体的Noise Figure，公式如下[18]:由上式可知，越前面的阶级，对于Noise Figure的影响就越大，因此，从天线到LNA，包含ASM、SAW Filter、以及接收路径走线，这三者的Loss总和，对于接收机整体的Noise Figure，有最大影响。
因此原则上须在LNA输入端，添加SAW Filter，避免带外噪声劣化接收机整体性能。
但有些接收机，其SAW Filter会摆放在LNA与Mixer之间，如下图[4]:上图的PCS与WCDMA，之所以将SAW Filter摆放在LNA之后，主要也是为了Noise Figure考虑，假设SAW Filter的Insertion Loss为1 dB，LNA的Gain为10 dB，若将SAW Filter摆放在LNA之前，则接收机整体的Noise Figure，便是直接增加1 dB，但若放在LNA之后，则接收机整体的Noise Figure，只增加了1/10 = 0.1 dB[18]。
虽然此时LNA前端并无SAW Filter，故带外噪声可能会使LNA饱和产生DC Offset，但其DC Offset会被LNA后端的SAW Filter滤除。
另外由Noise Figure公式可知，若LNA的Gain增加，可使Noise Figure下降，有助于灵敏度的提升[4]。
然而由前述可知，Mixer处理的讯号，是经过LNA放大后的讯号，亦即其线性度需更为要求。
如上图[19]，若LNA的Gain太大，会导致Mixer输入讯号过强，有可能会使Mixer 饱和，其Noise Floor上升，SNR下降，一样会使Noise Figure上升。
而由于讯号经过Mixer后，会降频为基频的直流讯号，前述已知，DC Offset之所以成为零中频架构的难题，在于它们会座落在频谱上为零之处，或其附近，很难滤除，因此会直接干扰到主频。
所以LNA的Gain不宜过大，否则会使Mixer饱和，产生DC Offset，如下图[7] :Cancellation前述已知DC Offset对零中的作法，便是在Mixer后方然而由下图可知，不论是若想滤除DC Offset，则其但由[20-22]可知，电容值合度的需求。
而对于GSM 收模式的切换速度变慢[23的EVM增大，使其灵敏度讯号都一并被滤除掉，因此或是用电路方式来滤除，前述提到Self Mixing也会造成DC Offset，因此有些接收机，会将LO的频率与射频频率，设计成不一样，如下式[7] :亦即将LO频率，设计成射频频率的整数倍，或是将射频频率，设计成LO频率的整数倍，如此便可避免Self Mixing造成的DC Offset，同时也可避免VCO Pulling[4,25]。
然而最常见的方式，还是靠后端的DSP，透过校准算法，在后端DSP单位，将DC Offset有效抑制下来。
以高通的RTR6285A为例，其接收机后端，便内建了DC Offset的校正机制[14]。
由[26]可知，校正完后，其DC Offset确实下降许多。
由于DC Offset会使后端电路的线性度下降，因此透过DC Offset的抑制，连带也提升了线性度，如下图[8] :另外，为了得到良好的频谱利用率，到了数字通讯时代，多半会利用IQ讯号，来达到SSB (Single-Sideband) 的调变方式，因此接收讯号在降频前，会开始分成两路径，I讯号跟Q讯号。
又因为IQ讯号会影响到调变与解调的精确度，因此不管是发射还接收电路，其IQ讯号都会走差分形式，避免调变与解调精确度，因噪声干扰而下降[27]。
因此其DC Offset，会个别载在I+、I-、Q+、Q-四个路径上[25]。
当然由[27]可知，使用差分讯号的好处，就是具错误更正效果，因此若I+、I-、Q+、Q-四个讯号的DC Offset，大小都相等，原则上最后会相消。
但可能会由于Layout未能遵守差分讯号要求，导致其DC Offset无法相消，因此其IQ差分讯号的走线，要尽量遵守等长的原则[16, 27]。
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