反激电源变压器设计解析
正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解
正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解高频变压器作为电源电子设备中的重要组成部分，起到了将输入电压进行变换的作用。
根据不同的使用环境和要求，电源电路中的电感元件可分为正激式、反激式和双端开关电源。
下面就分别对这三种电源的高频变压器设计进行详解。
1.正激式电源变压器设计正激式电源变压器是将输入电压通过矩形波进行激励的一种变压器。
其基本结构包括主磁线圈和副磁线圈两部分，主磁线圈用来耦合能量，副磁线圈用来提供输出电压。
正激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。
(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。
(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。
(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。
2.反激式电源变压器设计反激式电源变压器是通过反馈控制来实现变压的一种变压器。
其基本结构包括主磁线圈、副磁线圈和反馈元件等。
反激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。
(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。
(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。
(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。
(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。
(7)选择合适的反馈元件：根据反馈控制的需要来选择合适的反馈元件，并设计合适的反馈回路。
反激式开关电源变压器设计原理
反激式开关电源变压器设计原理首先是变比选择。
变压器的变比决定了输入电压和输出电压的比值。
通常情况下，开关电源需要将输入交流电压转换为稳定的直流电压，因此输出电压需要较低。
在选择变比时，考虑到电路的复杂性和功率转换效率，一般选择较大的输入电压和较小的输出电压。
变比的选择也需要考虑到负载的要求和功率转换效率的平衡。
其次是磁芯材料。
变压器的磁芯材料直接影响到电路的性能和效率。
一般情况下，磁芯材料需要具备较高的矫顽力和饱和磁场强度，以实现高效率的电力转换。
常用的磁芯材料有硅钢片、铁氧体和钕铁硼等。
在选择磁芯材料时需要综合考虑材料的价格、性能和可用性。
最后是工作频率。
反激式开关电源变压器工作在高频率下，一般在10kHz至1MHz之间。
高频率的工作可以减小变压器的体积和重量，提高电路的效率和响应速度。
但是，高频率也会增加电路的开关损耗和EMI（电磁干扰）噪声。
因此，在设计反激式开关电源变压器时需要对工作频率的选择进行充分的考虑。
此外，还需要注意的是反激式开关电源变压器的绝缘和散热问题。
由于反激式开关电源工作在高压和高频下，变压器绝缘需要特别注意以防止电路失效和安全事故发生。
同时，由于电路的功率转换过程中会产生大量的热量，因此需要设计合适的散热系统来保证电路的正常运行。
总结起来，反激式开关电源变压器的设计原理包括变比选择、磁芯材料和工作频率的选择。
设计人员需要根据具体的应用需求，综合考虑功率转换效率、体积和重量等因素，选择合适的设计方案。
同时，还需要注意绝缘和散热问题，以保证电路的安全和可靠运行。
反激电源变压器的参数设计
开关电源学习漏感：变压器初次级耦合过程中漏掉的那一部分磁通！变压器的漏感应该是线圈所产生的磁力线不能都通过次级线圈,因此产生漏磁的电感称为漏感。
RCD钳位电路的作用：反激式开关电源在开关管断开的瞬间由于漏感不能通过变压器耦合到次级绕组，导致漏感的反激电动势很大，高压很容易导致开关管的损坏，所以用RCD钳位电压到安全的范围，将漏感的能量存储在电容C中，再由电阻R消耗掉。
反激式开关电源：反激电路是由buck-boost拓扑电路演变过来的。
演变的过程把MOS和二极管D1放到下面，与上图等效。
在A B之间增加一个变压器，由于初级和次级的电感上承受的伏秒积是相等的，所以用这个变压器来等效。
由于电感和变压器的初级电感并联，为了直观把电感合二为一，并且调整变压器的同名端得到下图；上面的电路图便是最基本的反激式开关电路图了，由于变压器在开关管导通时储存能量，断开时通过次级绕组释放能量，变压器的实质是耦合电感，耦合电感不仅承担输入与输出的电气隔离，而且实现了电压的变换，而不仅仅是通过改变占空比来实现。
由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。
当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。
故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD 吸收电路。
用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。
二极管的反向恢复电流理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。
而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。
反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。
因此，输出整流二极管的反向恢复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。
可以通过在二极管两端并联RC缓冲器，以抑制其反向恢复噪声.。
碳化硅材料的肖特基二极管，恢复电流极小。
反激式开关电源变压器设计参看详解
Npri(V01+VD1)(1-Dmax)
NS1 =
(匝)
Vin(min) Dmax
8. 计算二次其它绕组所需匝数Nsn
Nsn =
(Von+VDn) Ns1 V01 + VD1
(匝)
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
1.9 检查相应输出端的电压误差
Vsn
δVsn%=(( =
N’sn-Vsn)/Vsn)x100%
0.65(16)
0.5(11)
0.80(20)
1.1(30)
1.1(30)
1.4(35)
1.5(38)
1.8(47)
2.0(51)
2.4(60)
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
第二种是计算方式，首先假定变压器是单绕组，每增加一个绕组并考 虑安规要求，就需增加绕组面积和磁芯尺寸，用“窗口利用因数”来修整 单绕组电感磁芯尺寸按下式计算：
A’p=Knet.Ap
按照上计算A’P值,加一定裕度,选取相适应的磁芯.
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
4. 计算一次电感最小值Lpri
Vin(min).Dmax
Lpri =
(H)
Ipk f
式中：f单位为Hz
5. 计算磁芯气隙Lgap
0.4 πLpriIpk . 108
Lgap =
cm2
Iin(MIN)=PINxVIN (MAX) Iin(MAX)=PINxVIN (MIN) 5 估算峰值电流：
K POUT IPK =
VIN (MIN) 其中：K=1.4(Buck 、推挽和全桥电路）
K=2.8(半桥和正激电路） K=5.5(Boost，
反激式变压器设计原理
反激式变压器设计原理
首先，反激式变压器的设计涉及开关电流的控制。
由于开关电流是通过高频开关元件（例如MOSFET）流过的电流，因此开关元件需要能够承受并控制高频开关过程中产生的大电流。
设计师需要确保开关电流在合适的范围内，既不能过小导致电源效率低下，也不能过大影响元件寿命。
其次，反激式变压器通过高频开关实现转换器的工作，常见的工作模式包括连续导通模式（CCM）和间断导通模式（DCM）。
在CCM中，开关元件在整个开关周期内持续导通，保持较小的变压器交流磁通波形，更适合低功率需求。
而在DCM中，开关元件只在一部分开关周期内导通，变压器交流磁通波形变化大，适用于大功率需求。
变压器是反激式变压器的核心部件，负责变换电压。
在设计反激式变压器时，需要确定合适的变压器参数，如匝数比、磁芯材料、磁芯横截面积等。
变压器的匝数比决定了输出电压和输入电压的比例关系，磁芯材料的选择和截面积的确定直接影响变压器的能量传输效率和功率损耗。
最后，反激式变压器还需要控制电路来确保其稳定工作。
控制电路主要包括反馈回路和开关控制电路。
反馈回路可以监测输出电压并将其与设定值进行比较，根据比较结果控制开关元件的导通和断开，以调整输出电压。
开关控制电路则根据设计要求来确定开关元件的工作频率和占空比，以满足输出电压的稳定要求。
总之，反激式变压器设计原理涉及到开关电流控制、转换器工作模式选择、磁元件参数确定和控制电路设计等多个方面。
设计师需要根据具体的应用需求，合理设计这些参数，以实现高效、稳定的电源转换。
一种实用的反激开关电源变压器设计方法
一种实用的反激开关电源变压器设计方法一、引言反激开关电源变压器是现代电子设备中常用的电源供应器件之一，其设计方法对于电源的性能和稳定性具有重要影响。
本文将介绍一种实用的反激开关电源变压器设计方法，旨在提供一种有效的工程实践方案。
二、反激开关电源的基本原理反激开关电源是一种通过开关管的开关动作来实现电能转换的电源，其基本原理是利用变压器和电容器的耦合作用，将输入电源的直流电压转换为需要的输出电压。
反激开关电源主要由输入滤波电路、功率开关器件、变压器、输出整流电路和控制电路等组成。
三、变压器设计方法1. 确定输入输出电压：根据实际需求确定反激开关电源的输入和输出电压，通常输入电压为220V交流电，输出电压可根据设备需求进行选择。
2. 计算变比：变压器的变比决定了输入电压与输出电压之间的比例关系，一般情况下可以根据公式计算得到变比。
例如，若输入电压为Vin，输出电压为Vout，变比为N，则有Vin/Vout = N。
3. 确定功率：根据设备的功率需求，计算出所需的变压器功率。
功率的计算公式为P = V * I，其中P为功率，V为电压，I为电流。
4. 选择磁芯：根据功率计算结果选择合适的磁芯，磁芯的选择要考虑到磁芯的饱和电流、磁导率和温度特性等因素。
5. 计算匝数：根据变比和所选择的磁芯，计算出变压器的匝数。
变压器的匝数与输入输出电压以及变比之间存在一定的关系，可以通过公式计算得到。
6. 计算电流：根据所需的功率和变压器的匝数，计算出变压器的电流。
变压器的电流决定了变压器的导线截面积和绕线的粗细。
7. 设计绕线：根据计算的匝数和电流，设计变压器的绕线方式。
绕线时要考虑到绕线的紧密程度、层数和绝缘等因素。
8. 耦合系数的选择：根据实际需求选择合适的耦合系数，耦合系数的选择影响了变压器的效率和性能。
9. 核心磁通密度的计算：根据变压器的功率和磁芯的型号，计算出核心磁通密度。
核心磁通密度要符合磁芯的设计要求，同时保证变压器的性能稳定。
反激式开关电源变压器的设计方法
反激式开关电源变压器的设计方法反激式开关电源变压器是一种常用于电子设备中的高效率、高频率开关电源变压器。
其设计方法包括了选择合适的变压器参数、计算变压器工作状态、考虑磁芯损耗和温升等方面。
下面将详细介绍反激式开关电源变压器的设计步骤。
首先，确定设计目标和性能要求。
根据所需的输入和输出电压和电流，确定变压器的额定功率和输出功率。
同时，考虑变压器的体积限制以及可用的材料，进行适当的权衡。
第二步是选择磁芯材料。
磁芯的选择对于反激式开关电源变压器来说非常重要，因为磁芯的性能直接影响着变压器的效率和工作频率。
常见的磁芯材料包括铁氧体和软磁合金等，可以根据具体的应用需求和成本进行选择。
第三步是计算变压器的主要参数。
包括主磁链感应系数、匝数比、实际绕组电压和电流等。
根据设计目标和性能要求，以及选择的磁芯材料，可以通过一系列公式和计算来决定这些参数。
第四步是进行磁芯损耗和温升的估算。
反激式开关电源变压器在工作过程中会产生磁芯损耗和温升。
这些损耗会导致变压器的效率下降，甚至导致变压器无法正常工作。
因此，需要根据具体的磁芯材料和使用条件，进行损耗和温升的估算。
第五步是进行变压器的绕组设计。
根据变压器的参数和工作状态，设计变压器的绕组结构和匝数。
通过合理设计绕组，可以提高变压器的效率和性能。
第六步是进行变压器的线径选择和导线布局。
根据所需的电流和损耗，选择合适的线径，并进行合理的导线布局，以提高变压器的效率和散热性能。
最后一步是进行变压器的实际制造和测试。
根据设计图纸和规格要求进行变压器的实际制造，并通过测试来验证设计的正确性和性能。
总之，反激式开关电源变压器的设计是一个复杂的过程，需要考虑多个因素的综合影响。
通过合理选择磁芯材料、计算变压器参数、评估磁芯损耗和温升等步骤，可以设计出性能良好、效率高的变压器。
正激、反激式、双端开关电源高频变压器设计详解
一、正激式开关电源高频变压器：No待求参数项 详细公式1 副边电压Vs Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
2、0.5是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。
3 临界输出电感Lso Lso = (Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax2/(2*f*Po)1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Lso]}dt = Po2、Ton=θon/f4 实际工作占空比θon 如果输出电感Ls≥Lso：θon=θonmax否则： θon=√{2*f*Ls*Po /[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]}1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls]}dt = Po2、Ton=θon/f5 导通时间Ton Ton =θon /f6 最小副边电流Ismin Ismin = [Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon2/(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls+Ismin]}dt = Po2、Ton=θon/f7 副边电流增量ΔIs ΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls8 副边电流峰值Ismax Ismax = Ismin+ΔIs9 副边有效电流Is Is = √[(Ismin2+ Ismin*ΔIs+ΔIs2/3)*θon]1、Is=√[(1/T)*∫0ton(Ismin+ΔIs*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T10 副边电流直流分量Isdc Isdc = (Ismin+ΔIs/2) *θon11 副边电流交流分量Isac Isac = √(Is2- Isdc2)12 副边绕组需用线径Ds Ds = 0.5*√Is电流密度取5A/mm213 原边励磁电流Ic Ic = Vp*Ton / Lp14 最小原边电流Ipmin Ipmin = Ismin*Ns/Np15 原边电流增量ΔIp ΔIp = (ΔIs* Ns/Np+Ic)/η16 原边电流峰值Ipmax Ipmax = Ipmin+ΔIp17 原边有效电流Ip Ip = √[(Ipmin2+ Ipmin*ΔIp+ΔIp2/3)*θon]1、Ip=√[(1/T)*∫0ton(Ipmin+ΔIp*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T18 原边电流直流分量Ipdc Ipdc = (Ipmin+ΔIp/2) *θon19 原边电流交流分量Ipac Ipac = √(Ip2- Ipdc2)20 原边绕组需用线径Dp Dp = 0.55*√Ip电流密度取4.2A/mm221 最大励磁释放圈数Np′ Np′=η*Np*(1-θon) /θon22 磁感应强度增量ΔB ΔB = Vp*θon / (Np*f*Sc)23 剩磁Br Br = 0.1T24 最大磁感应强度Bm Bm = ΔB+Br25标称磁芯材质损耗P Fe(100KHz 100℃ KW/m3)磁芯材质PC30：P Fe = 600磁芯材质PC40：P Fe = 45026 选用磁芯的损耗系数ωω= 1.08* P Fe / (0.22.4*1001.2)1.08为调节系数27 磁芯损耗Pc Pc = ω*Vc*(ΔB/2)2.4*f1.228 气隙导磁截面积Sg 方形中心柱：Sg= [(a+δ′/2)*( b+δ′/2)/(a*b)]*Sc 圆形中心柱：Sg= {π*(d/2+δ′/2)2/[π*(d/2)2]} *Sc29 有效磁芯气隙δ′ δ′=μo*(Np2*Sc/Lp-Sc/AL)1、根据磁路欧姆定律：H*l = I*Np 有空气隙时：Hc*lc + Ho*lo = Ip*Np又有：H = B/μ Ip = Vp*Ton/Lp 代入上式得：ΔB*lc/μc +ΔB*δ/μo = Vp*Ton*Np /Lp 式中：lc为磁路长度，δ为空气隙长度，Np为初级圈数，Lp为初级电感量，ΔB为工作磁感应强度增量；μo为空气中的磁导率，其值为4π×10-7H/m；2、ΔB=Vp*Ton/Np*Sc3、μc为磁芯的磁导率，μc=μe*μo4、μe为闭合磁路（无气隙）的有效磁导率，μe的推导过程如下：由：Hc*lc=Ip*Np Hc=Bc/μc=Bc/μe*μo Ip=Vp*Ton/Lpo 得到：Bc*lc/(μe*μo)=Np*Vp*Ton/Lpo又根据：Bc=Vp*Ton/Np*Sc 代入上式化简 得：μe = Lpo*lc/μo*Np2*Sc5、Lpo为对应Np下闭合磁芯的电感量，其值为：Lpo = AL*Np26、将式步骤5代入4，4代入3，3、2 代入1得：Lp =Np2*Sc/(Sc/AL +δ/μo)30 实际磁芯气隙δ如果δ′/lc≤0.005： δ=δ′如果δ′/lc＞0.03： δ=μo*Np2*Sc/Lp 否则 δ=δ′*Sg/Sc31 穿透直径ΔD ΔD = 132.2/√f32 开关管反压Uceo Uceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′33 输出整流管反压Ud Ud = Vo+√2 *Vinmax*Ns/Np′34 副边续流二极管反压Ud′ Ud′=√2 *Vinmax*Ns/Np二、双端开关电源高频变压器设计步骤：No待求参数项 详细公式1 副边电压Vs 如果为半桥：Vs = Vp*Ns/(2*Np) 否则： Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
反激电源变压器设计解析3，反激电源变压器参数设计从今天开始，我们一起来讨论一下反激电源变压器的设计。
其实，反激电源的变压器设计方法有很多种。
条条大路通罗马，我们究竟要选择哪条路呢？我的想法是，选择自己熟悉的路，选择自己能理解的设计方法。
有的设计方法号称是最简单的，有的设计方法号称是最明了的。
但我认为，适合你自己的才是最好的。
更何况，有些设计方法，直接给个公式出来，没有头没有尾的，莫名其妙，就算按照那种方法计算出来你要的变压器，但你理解了吗？你从中学习到了什么？我想，授人以鱼，不如授人以渔，希望我们能够通过讨论反激变压器的设计过程，让大家不仅学会怎么计算反激变压器，更要能通过设计，配合上面的电路原理，把反激的原理搞透。
岳飞不就曾说过：“阵而后战，兵法之常，运用之妙，存乎一心。
” 一旦把原理搞清楚了，那么就不存在什么具体算法了。
将来的运用之妙，就存乎一心了。
可以根据具体的参数细化优化！其实，要设计一个变压器，就是求一个多元方程组的解。
只不过呢，由于未知数的数量比方程数量多，那么只好人为的指定某些参数的数值。
对于一个反激电源而言，需要有输入指标，输出指标。
这些参数，有的是客户的要求，也是我们需要达到的设计目标，还有些参数是我们人为选择的。
一般来说，我们需要这些参数：输入交流电压范围、输出电压、输出电流、效率、开关频率等参数。
对于反激电源来说，其工作模式有很多种，什么DCM，CCM，CRM，BCM，QR等。
这里要作一个说明：CRM和BCM是一种模式，就是磁芯中的能量刚好完全释放，次级整流二极管电流刚好过零的时候，初级侧MOS管开通，开始进行下一个周期。
QR模式，则是磁芯能量释放完毕后，变压器初级电感和MOS结电容进行谐振，MOS结电容放电到最低值时，MOS开通，这样可以实现较低的开通损耗。
也就是说，QR模式是的mos开通时间比CRM模式还要晚一点。
CRM/BCM、QR模式都是变频控制，同时，他们都是属于DCM模式范畴内的。
而CCM模式呢，CCM模式的电源其实也包含着DCM模式，当按照CCM模式设计的反激电源工作在轻载或者高输入电压的时候，就会进入DCM模式。
那么就是说，CRM/BCM，QR模式的反激变压器的设计，可以按照某个特定工作点的时候的DCM 模式来计算。
那么我们下面的计算就只要考虑DCM与CCM两种情况了。
那么我们究竟是选择DCM还是CCM模式呢？这个其实没有定论，DCM的优点是，反馈容易调，次级整流二极管没有反向恢复问题。
缺点是，电流峰值大，RMS值高，线路的铜损和MOS的导通损耗比较大。
而CCM的优缺点和DCM刚好反过来。
特别是CCM的反馈，因为存在从DCM 进入CCM过程，传递函数会发生突变，容易振荡。
另外，CCM模式，如果电感电流斜率不够大，或者占空比太大，容易产生次谐波振荡，这时候需要加斜坡补偿。
所以呢，究竟什么时候选择用什么模式，是没有结论的。
只能是“运用之妙，存乎一心”了。
随着项目经验的增加，对电路理解的深入，慢慢的，你就能有所认识。
还有一个重要的参数，占空比，这个参数既可以人为指定，也可以通过其他数值的确定来限制。
那我们先来看看，占空比受那些因素的影响呢？还记得我们上面仿真的过程中，引入的一个概念性的参数V f吗？就是次级反射到初级的电压。
如果不记得了，赶快看看上面的帖子复习一下哦。
通常，按照DCM来设计电源的时候，一般选择在最低输入电压，最大输出负载的情况下，安排工作点处于CRM状态。
而CCM的最大占空比出现在最低输入电压处，与负载无关，只要是CCM状态，就只和输入输出电压有关系。
那么这样，我们可以用同一个公式，计算两种状态下的最大占空比，我们根据磁通伏秒积的平衡的要求，可以有公式：V in×D max=V f×(1-D max)那么：D max=V f/(V in+V f)这就是说V f越大，D max也就越大。
那为了得到较大的工作占空比，V f能不能取的很大呢？事实上是不行的，我们从前面的分析中知道，MOS管的承受的电压应力，在理想情况下是V in+V f，当输出一定时V f也是一定的，而V in是随着输入电压的变化而变化的。
另外，MOS管的耐压是有限制的。
而且，在实际使用中，还必须预留电压裕量，MOS的电压裕量可以参考这个帖子里的内容：系列之二，元器件降额使用参考我们看到，MOS的电压必须保证10%～20%的电压裕量。
常用的MOS管耐压有600V，800V的，fairchild的集成单片电源耐压有650V，800V的，PI 公司TOP系列的耐压是700V的，VIPER22A的耐压是730V的等等。
而对于全电压输入的85V~265V AC输入电源，整流后的直流电压约为100VDC～370VDC。
那么对于600V的MOS而言，保留20%电压裕量，耐压可以用到480V。
最大电压应力出现在最大输入电压处，所以当最大输入直流电压为370V时，V f取值为480-370=110V。
最大工作占空比出现在最低输入电压处为：D max=V f/(V inmin+V f)=110/(100+110)=0.52以此类推650V的MOS，耐压用到520V，V f取520-370=150V，D max=V f/(V inmin+V f)=150/(100+150)=0.6700V的MOS，耐压用到560V，V f取560-370=190V，D max=V f/(V inmin+V f)=190/(100+190)=0.66 800V的MOS，耐压用到640V，V f取640-370=270V，D max=V f/(V inmin+V f)=270/(100+270)=0.73大的占空比，可以有效降低初级侧的电流有效值，降低初级侧的铜损和MOS的导通损耗。
但是初级侧的占空比过大，必然导致次级的占空比偏小，那么次级的峰值电流会较大，电流有效值会偏大，那么次级线圈铜损会增加。
另外，次级峰值电流大，也会导致输出纹波大。
所以，通常建议，最大占空比取在0.5左右。
我个人的观点呢，对于DCM的机器，在最低输入85VAC电压下，可以考虑取占空比到0.6，那么在110VAC下，占空比约在0.46左右。
而对于CCM的模式，建议全范围内占空比不要超过50%，否则容易出现次谐波振荡。
即便如此，在占空比不超过50%的情况下，也建议增加斜坡补偿，以增加稳定性。
所以，综上所述，占空比的选择，一方面要考虑MOS的耐压，另一方面还要考虑次级的电流有效值等因素。
同时，对于MOS耐压比较低的情况，比如用600V的MOS的时候，占空比适当再取小一点，可以减轻MOS的耐压的压力。
因为变压器总是有漏感的，漏感会形成一个尖峰。
这个尖峰和漏感以及电流峰值的大小等参数有关。
当我们按照百分比来留电压裕量的时候，可能不够。
关于这一点，我后面写RCD吸收电路的时候，还要讨论一下。
还有，当电源的功率比较小的时候，也可以考虑适当降低工作占空比，这样可以让初级电感量小一些，匝数就可以少些，那么分布电容也可以小一点了，或者为了合理安排变压器的绕组结构，占空比都是应该适当再调整的当占空比和反射电压V f确定后，我们就可以开始着手设计变压器的初级电流波形，进而求出初级的电感量。
对于如图所示的两种工作模式，图中所示，是最低输入电压V inmin时变压器初级电流波形。
那么可以知道平均电流为：I avg=(I p1+I p2)×T onmax/(2×T)=(I p1+I p2)×D max/2假如输出功率是P out，效率为η，那么P out/η=V inmin×I avg=V inmin×(I p1+I p2)×D max/2I p1+I p2=2×P out/(V inmin×η×D max)对于DCM模式而言，I p1=0，对于CCM模式而言，有两个未知数，I p1、I p2。
那么该怎么办呢？这里有个经验性的选择了。
一般选择I p2=2～3×I p1，不要让I p2与I p1过于接近。
那样电流的斜率不够，容易产生振荡。
计算出I p2与I p1后，我们就可以算出变压器初级电感量的值了。
根据：(V inmin/L p)T onmax=I p2-I p1，可以得到：L p=(V inmin×D max)/(f s×(I p2-I p1))，其中，f s是开关频率。
下一步，选择磁芯。
磁芯的选择方式有很多种，有些公司会给出一些图表用于选择合适的磁芯。
但大多数公司的数据和图表并不完整。
所以，很多时候，我们需要先选择一个合适的磁芯，然后在这个基础上进行优化。
AP法是最常用的用来选择磁芯的一个公式，450是450A每平方厘米其中，L单位为H，I p为峰值电流，单位为A，ΔB是磁感应强度变化量，单位为T，K0是窗口利用率，取0.2～0.4，具体要看绕组结构等。
比如挡墙胶带会占去一部分空间，而如果磁芯是矮型的，那么挡墙所占部分肯可能就占很大比例了，这时候，磁芯的窗口利用率就要取的低。
而如果，采用了三重绝缘线，那么窗口利用率高，K0就可以取的大一点。
对于铁氧体磁芯来说，考虑到温度升高后，饱和点下移，一般ΔB应该取值小于0.3。
ΔB过大，磁芯损耗大，也容易饱和。
ΔB过小，磁芯体积会很大。
功率小的电源，ΔB可以大一点，因为变压器表面积与体积之比大，散热条件好。
而功率大的电源，ΔB则应该小一些，因为变压器的表面积与体积之比小，散热条件变差了。
开关频率高的，ΔB也要小一点，因为频率高了，磁芯损耗也会变大。
根据计算出来的AP值，我们可以选择到合适的磁芯。
有了磁芯，那么就可以计算初级侧的绕组匝数了。
Ip=Ip2-Ip1其中，L是初级电感量，单位H，I p是初级峰值电流，单位A，ΔB是磁感应强度变化量，单位为T，Ae是磁芯截面积，单位cm2。
因为我们已经确定了反射电压，V f，已经有了初级匝数，那么次级的匝数就可以计算出来了。
不过，计算次级匝数的时候，要考虑到次级输出整流二极管的压降，特别是输出电压很低的时候，二极管的压降要占很大的比例。
对于肖特基整流管，我们可以考虑取正向压降为0.8V 左右，对于快恢复整流管，可以考虑取正向压降为1.0V。
那么，对于常用的次级输出绕组匝数可以按下面的公式计算：N s=(V out+V D)×N p/V fV out是次级某绕组输出电压。
V D是输出整流二极管压降。
肖特基管取0.8V，快恢复管取1.0V。
次级绕组匝数计算出来有，次级整流二极管的电压应力也就出来了：V DR=V inmax×N s/N p+V out实际上的二极管耐压要高于这个数值。