新型高效率并联谐振直流环节软开关逆变器_王强

ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
A novel high efficiency parallel resonant DC link soft-switching inverter is proposed
to reduce switching loss in the conventional hard-switching inverter in this paper. Auxiliary resonant unit was added to DC link of conventional inverter to make DC-bus voltage decrease to zero periodically, which realizes zero-voltage operation of all switching devices in inverter. Switching devices in the auxiliary resonant unit con also be operated under zero-voltage switching and zero-current switching. In addition, devices in the auxiliary resonant unit are in parallel with DC-bus to reduce loss of auxiliary resonant unit. Therefore, efficiency can be improved obviously. The operation principle was analyzed. The equivalent circuits at different operation modes, conditions for realization of soft-switching, and control strategy are presented. A 5kW laboratory prototype is built. Experimental results are proposed to confirm validity of soft-switching inverter presented. Keywords： Soft-switching, DC-link, parallel resonant, inverter 小功率器件开关损耗，在高开关频率及高效率要求 的应用场合更具有优势。为了得到高效、高性能和 高功率密度的逆变器，谐振直流环节逆变器以其结 构简单、控制方便而受到研究者的关注。从早期的 谐振直流环节逆变器 [1] 、有源钳位谐振直流环节逆 发展到各种并联谐振直流环节软开关逆变 变器 [2,3] ，
图3 Fig.3
电路的特征工作波形
极管 VD a1 的电流以同样的速率线性减小，在 t1 时 刻，当 iLr 线性增大到电流值 I b1 时，二极管 VD a1 自 然关断，模式 2 结束。本模式的持续的时间为
T2 = 2 Lr I b1 E
Characteristic waveforms of circuit
（ 2）
：在 t2 时刻，关断辅助开 （ 4）模式 4（ t2～ t3） 关 S a1，在电容 Cr 的作用下，降低了 Sa1 关断瞬间端 电压的上升率，所以 S a1 实现了零电压关断。 S a1 关 断以后，Lr 和 Cr 开始谐振，Cr 放电，L r 被充电，iLr 继续增大，Cr 的端电压从 E 逐渐减小，图 2 中的电 感 L d 承受的电压开始增大。 Cr 的端电压减小到 E/2 时，iLr 增加到最大值，然后 L r 开始放电，iLr 开始减 小。在 t3 时刻，当 Cr 的端电压减小到零时，二极管 VD inv 开始导通，模式 4 结束。本模式中， iLr 和 uCr 的表达式分别为
Fig.2 图2 逆变器的等效电路 Equivalent circuit of the inverter
第 28 卷第 5 期
王
强等
新型高效率并联谐振直流环节软开关逆变器
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可以变化到零。 如果直流电源 E 不是与电感 Ld 串联， 而是与大电容并联，则直流母线电压会被钳位在直 流电源电压，不会变化到零。负荷电流 I 0 以图 2 所 示方向流过，各部分电流电压都以图 2 所示方向为 正。 2.2 基本动作原理 本电路在一个开关周期内可以分为 8 个工作模 式，电路的特征工作波形如图 3 所示，各工作模式 的等效电路如图 4 所示。在图 3 中，等效开关器件 S inv 导通期间表示桥臂处于短路状态。
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电 工 技 术 学 报
2013 年 5 月
具 有 良 好 的 脉 宽 调 制 （ Pulse Width Modulation, PWM）应用能力等优点，是目前谐振直流环节逆变 器拓扑研究发展的主流。 但是目前相关文献提出的并联谐振直流环节逆 变器的拓扑结构仍然需要进一步完善。 在文献 [4-10] 提出的拓扑结构中，有一个辅助开关器件被设置在 直流母线上， 导致该辅助开关器件的通态损耗较大， 增加了辅助谐振单元的总损耗；在文献 [11] 提出的 拓扑结构中，虽然辅助谐振电路只有一个辅助开关 器件，控制简单而且硬件成本低，但是谐振电感被 设置在直流母线上，同样增加了辅助谐振单元的总 损耗。目前相关文献已经提出的并联谐振直流环节 逆变器的拓扑结构存在的共同缺点是有辅助开关器 件或谐振元件串联在直流母线上，随着输出功率的 增加，辅助谐振单元的损耗会显著增加，阻止效率 大幅度提高，与硬开关逆变器相比，导致满载时的 效率提高值低于轻载时的效率提高值。 本文提出一种新型高效率并联谐振直流环节软 开关逆变器，弥补了上述提及的不足，且具有以下 特点：①辅助谐振单元中的谐振电感和辅助开关器 件都位于直流母线的并联支路上，降低了辅助谐振 单元的损耗，有利于实现高效率；②逆变桥的主开 关操作均为零电压开关，辅助开关实现了零电压开 关和零电流开关；③主开关在直流母线零电压凹槽 内完成切换以后，不需要控制辅助开关器件，直流 母线电压可以自然回升到电源电压；④主开关在直 流母线零电压凹槽内切换时，不需要设置死区，通 过桥臂短路使谐振电感存储足够的能量，保证主开 关在零电压凹槽内完成切换后，直流母线电压可以 回升到电源电压。文中对其工作原理进行了分析， 给出了不同工作模式下的等效电路图，软开关的实 现条件和控制策略，制作了一个功率 5 kW 的实验 样机，通过实验来验证本文提出的新型并联谐振直 流环节逆变器的有效性。
图1 Fig.1
三相谐振直流环节逆变器主电路 Three phase resonant DC Link inverter
2
2.1
新回路的拓扑结构及基本动作原理
回路的拓扑结构 新回路的拓扑结构如图 1 所示，由 PWM 可控
整流器，辅助谐振电路和 PWM 逆变器电路组成。 辅助谐振电路包括电解电容 CF1 和 CF2 ，谐振电感 辅助开关器件 S a1 和 S a2 及其反并联二极管 VD a1 Lr， 和 VD a2。 PWM 逆变器的桥臂上的各开关器件都并 联缓冲电容 Cs，辅助谐振电路为 PWM 逆变器开关 器件提供零电压开关条件。三相逆变桥的开关器件
Novel High Efficiency Parallel Resonant DC Link Soft-Switching Inverter
Wang Qiang 1 Wang Tianshi1 Sun Haijun 1 Liu Xiaoqin 1 113001 125105 Hou Limin 2 China China） （ 1. Liaoning Shihua University 2. Liaoning Technical University Abstract Fushun Huludao
Fig.4 图4 各工作模式的等效电路 Equivalent circuits under different operation modes
工作模式： ：初始状态，电源向负载 （ 1 ）模式 1 （ t ～ t0 ） 传输电能，直流母线电流分为两部分：一部分流向 另一部分经过 S a1 的反并联 负载， 其电流值等于 I 0； 二极管 VD a1 流向电容 CF1，其电流值等于 I b1，此时 S a1 处于开通状态，电路工作在稳态。 ：在 t0 时刻，接通辅助开 （ 2）模式 2（ t0～ t1） 关 S a2，在谐振电感 L r 的作用下，降低了流过辅助 开关 S a2 的电流的上升率，所以 S a2 实现了零电流导 通。 S a2 导通后，谐振电感 L r 承受的电压值为 E/2， L r 被充电，流过 L r 的电流 iLr 线性增大，同时流过二
（ 1）
：从 t1 时刻开始， Lr 继续 （ 3 ）模式 3（ t1～ t2） 被充电， iLr 继续线性增大，同时流过辅助开关 S a1 的电流从零开始线性增大。在 t2 时刻，当 iLr 增大到 设定值 I b2 时，模式 3 结束。本模式的持续的时间为
T3 = 2 Lr ( I b2 − I b1 ) E
2013 年 5 月 第 28 卷第 5 期
电 工 技 术 学 报
TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY
Vol.28 May
No. 5 2013
新型高效率并联谐振直流环节软开关逆变器
王 强
1
王天施
1
孙海军
1
刘晓琴
1
侯利民
113001 125105）
在直流母线零电压凹槽期间关断或导通，功率器件 开关时无电压和电流的重叠， 从而降低了开关损耗。 为简化分析，做如下假设：①器件均为理想工作状 态；②负载电感远大于谐振电感，逆变桥开关状态 过渡瞬间的负载电流可以认为是恒流源 I 0，其数值 取决于各相电流的瞬时值及逆变桥 6 个开关器件的 开关状态；③逆变器的 6 个主开关器件等效为 S inv， 主开关器件反并联的续流二极管等效为 VD inv ，当 S inv 导通时，表示桥臂瞬间短路；④逆变器的 6 个 缓冲电容 Cs 等效为 Cr ，取 Cr =3 Cs，这是因为逆变 器各桥臂上下任意一方的开关器件接通时，都使与 正常工作时 3 个桥臂上的电 其并联的电容 Cs 短路， 容相当于 3 个电容并联。新型的拓扑结构可等效为 如图 2 所示的电路， S inv、 VD inv 和 I 0 组成了 PWM 逆变器的等效电路， 直流电源 E 和电感 L d 组合在一 起等效成 PWM 可控整流器提供的直流电源，其中 电感 Ld 用来等效 PWM 可控整流器输入端的滤波电 感 L a 、 L b 和 L c ，其电感值相对较大。如图 2 所示， 在谐振过程中，当等效电容 Cr 的电压（直流母线电 压） 逐渐减小时， 等效电感 L d 承受的电压逐渐增大， 当直流母线电压减小到零时， 等效电感 L d 承受的电 压大小等于 E，所以该逆变器由输入端带有滤波电 感的三相 PWM 可控整流器供电时，直流母线电压