断续(DCM)模式—反激电源波形通俗详解
不同模式下反激变压器的设计原则
不同模式下反激变压器的设计原则反激变压器是开关电源中常用的一种拓扑结构，具有简单、高效、低成本等优点。
在不同的工作模式下，反激变压器的设计原则也会有所不同。
以下将从不同模式下反激变压器的设计原则进行详细阐述。
一、引言随着电力电子技术的快速发展，开关电源作为一种高效、节能的电源供应方式，在各个领域得到了广泛应用。
反激变压器作为开关电源中的核心部件，其设计的好坏直接影响到开关电源的性能和稳定性。
因此，掌握不同模式下反激变压器的设计原则对于提高开关电源的性能具有重要意义。
二、连续模式（CCM）下反激变压器的设计原则1. 输入电压范围在设计连续模式下的反激变压器时，首先需要确定输入电压的范围。
输入电压的变化将直接影响到变压器的匝数比和磁通密度等参数。
为了保证变压器的正常工作，需要合理选择变压器的匝数比和磁芯尺寸，以适应输入电压的变化。
2. 输出功率和效率输出功率和效率是开关电源的重要性能指标。
在设计连续模式下的反激变压器时，需要根据输出功率和效率的要求，合理选择变压器的导线截面积、匝数比和磁芯材料等参数。
同时，还需要优化变压器的磁路设计和散热设计，以降低磁芯损耗和线圈损耗，提高变压器的效率。
3. 绝缘和耐压绝缘和耐压是开关电源安全性的重要保障。
在设计连续模式下的反激变压器时，需要考虑变压器原副边之间的绝缘距离和耐压等级。
为了保证变压器的绝缘性能，需要采用合适的绝缘材料和工艺，确保变压器在高压下的安全运行。
三、断续模式（DCM）下反激变压器的设计原则1. 输入电压和输出电压范围在断续模式下，反激变压器的输入电压和输出电压范围对变压器的设计具有重要影响。
为了保证变压器的正常工作，需要合理选择变压器的匝数比和磁芯尺寸，以适应输入电压和输出电压的变化。
同时，还需要考虑输出电压的纹波和稳定性要求，选择合适的滤波电容和电感等元件。
2. 峰值电流和平均电流在断续模式下，反激变压器的峰值电流和平均电流是设计的关键参数。
反激电源波形详细解析
反激电源波形详细解析假设在一台数字示波器上只看到这一点波型，知道变压器电感量为1mH，通过从示波器上测量和计算，得出下列数值(只讲解方法就行了)1)大约的交流输入电压值2)次级反到初级的电压3)占空比4)变压器漏感5)变压器和MOS的总杂散电容6)变压器传送的能量明显反激，而且是断续模式刚开始是漏感震荡，后来是电感和mosfet的电容震荡前一个直流电压是Vin+(Np/Ns)(Vo+VF)(二极管导通压降))后一个就是Vin后一个震荡的周期可以算出Cds大小高压时MOS的Cds很小，振荡的电容主体是变压器杂散电容。
根据反射电压，反射电压持续时间，输入电压就可以计算导通时间，占空比也就出来了(伏特秒平衡)，Vref*Tvref=Vin*Ton 4/5问如我上所说，只有一个大概的估算参考大家的理解，谈谈我的看法:当MOS管电压上升到A点时，输出整流管导通，初级励磁电感箝位于V1。
此时，漏感和杂散电容谐振，由于变压器线圈存在直流和交流电阻，该振荡为阻尼振荡，消耗了漏感中的能量。
在B点时，励磁电感中电流下降为零，次级整流管自然截止，励磁电感上电压下降为零，励磁电感和杂散电容谐振，MOS管的杂散电容Coss向励磁电感放电，Vds电压下降，可从波形中得到验证。
计算:1、2:如图所示，可以读出反射电压V1，和Vin(DC)。
则，交流输入电压约为Vin(DC)/sqrt(2)，不带PFC。
3。
由伏秒平衡可得，Vin(dc)*Ton=V1*T1，可求得，Ton。
那么，占空比D=Ton/(Ton+T1+T2)。
4、5:近似求解，从图中分别读出漏感、励磁电感同杂散电容谐振的频率，根据f=1/(2*pi*sqrt(L*c))，由励磁电感感量已知，为1mH，可求得杂散电容值。
进一步就可求得漏感的感量。
、6。
从波形中可以看出，此时该反激电路工作于断续模式，初级能量完全传送到次级。
根据Vin*Ton=Lp*Ip，其中，Lp为1mH，就可求得初级峰值电流Ip，那么，该变压器在一个周期内传送的能量为:1/2*Lp*Ip^2。
反激式开关电源工作原理及波形分析
反激式开关电源工作时可以简化为下图所示电路：
Mos管控制原边（左侧）电流的通断。
Mos管导通时：
电感充电（实则为建立磁通），副边二极管截止，无电流。
Mos管断开时：
由于电流不同突变（实际上是磁通不能突变），于是在副边形成感应电流，二极管导通。
原边反射电压：
副边有电流流通时，会在原边感应出一个电压（下+上-），叠加在输入电压上。
原边的尖峰电压：
由于漏电感的存在，该部分的磁通没有通过磁芯耦合到副边，因此mos管断开时，会产生很大的电压来维持电流，从而达到维持磁通的目的。
振荡波形：
Mos管关断时尾部有振荡，是由于开关电流工作在断续模式时，能量释放完全后，原边、副边无电流。
此时原边的电路可以等效为电源+电感+电容（Mos管输入电容），发生谐振。
实测波形如下：
（黄色为mos驱动，绿色为mos管的VDS，粉色是原边线圈的电流）。
基于UC2844的单端反激电源原理及波形
单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。
T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。
当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。
若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。
CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。
高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V这段时间Pin1电压为7.2V当Pin1电压为7.2V时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。
探究不同模式下反激式开关电源的损耗
探究不同模式下反激式开关电源的损耗作者：裴向会来源：《科学与财富》2017年第16期摘要：反激式开关电源对比于其他类型电源具有结构简单、工作更为稳定可靠、控制性好等突出特点，这些特点是反激式开关电源实现多路输出隔离的小功率电源的显著优势，高集成智能芯片的产生和广泛使用，更是让反激式开关电源应用越来越多。
然而，由于反激式开关电源只有在开关管断开期间才能把存储能量提供给负载，使得反激式开关电源的损耗相对较大、效率低于其他开关电源。
本文通过探究不同模式下反激式开关电源的耗能情况，希望能够为提高反激式开关电源的能量效率提供一定帮助。
关键词：不同模式；反激式开关电源；损耗经济的快速发展带动着技术的进步、人们生活要求的提高，加之高性能的功率开关管和高集成智能芯片的出现和使用，更小耗能、高效率的开关电源正在广泛被应用于各个领域[1]。
针对反激式开关电源的优势，如何提高其反激式变换器的能量传输效率，降低能源在电路中的损耗，是反激式开关电源亟待解决的难题[4]。
本文通过研究在DCM（断续模式）和CCM （连续模式）两种不同模式下反激变换器能耗情况及影响因素，分析不同模式下反激式开关电源耗能的差异，得出相应结论，对改进反激式开关电源的设计，提高其效率有一定的指导意义。
1、反激式变换器工作模式反激式变换器DCM（断续模式）和CCM（连续模式）两种模式的原边电流波形梯形和三角形，DCM模式的电流波形如下图所示：1.1 DCM模式DCM模式下反激变换器主要波形中：T1为变换器开始工作时刻；Ts为变换器结束工作时刻；U为初级电压；I为初级电感电流；I1为次级电感电流[1]。
DCM模式下反激式变换器开关管的最大占空比受最小输入电压、反激电压、副边二极管导通电压的影响，其中U一般为85-265V，反激电压允许范围为90-150V。
导通工作时，变换器初级电压作用到次级，再经过次级二极管截止，最后二极管承受的最大电压为USmax=UINmax/n+UO [1]1.2 CCM模式CCM模式下反激变换器主要波形中：T1为变换器开始工作时刻；Ts为变换器结束工作时刻；U为初级电压；I为初级电感电流；I1为次级电感电流。
反激式电源变压器设计(DCM断续式)
反激式电源变压器设计峰值电流：IP=2PO/Uin*Dmax*η单位；APO：输出功率。
Uin：最小直流输入电压。
Dmax：最大占空比。
一般为0.45.η：效率。
一次侧电感量：LP= (Vin*Dmax)^2/2*Pin*Fs*Krf 单位；HDcm: Krf=1 CCM: Krf=0.3-0.5一次侧匝数：NP=100*IP*LP/ BM *AEAE：平方厘米BM：高斯LP：UHIP: A二次侧匝数：NS=NP*（UO+UF）/URUR=UIN*DMAX/1-DMAXUO：输出电压。
UF：输出二极管压降。
UR；反射电压。
DMAX：最大占空比。
一般为0.45反馈匝数：NV=NS*（UV+UFV）/（VO+VF）NV：反馈圈数NS：次级圈数UV：反馈电压。
UFV：反馈二极管压降磁芯气隙：LG={（0.4/3.14）*IP*NP}/BMLG：磁路气隙，单位：CM。
BM：最大磁感应强度；单位：MT。
一次侧电流有效值：IPRMS=IP*√DMAX/3二次侧电流有效值：IPRMS=（2*IO/1-DMAX）*√DMA X/3最大磁通密度：BM=100*IP*LP/NP*AEAE：平方厘米BM：高斯LP：UHIP；安倍1特期拉=1000 毫特斯拉=10000高斯初级线径：OD=L*（BW-2*M）/NPL：初级层数BW：骨架宽度MMM：安全边距MM有效骨架宽度：BE=D*（B-2M）D=层数B=骨架宽度单位：MM导线外径DPM：DPM=BE/NP 单位；MM导线电流验证：J= 1.28*IRMS/DPM^2IRMS=有效值电流（Ａ）DPM=无绝缘线外径（MM）。
基于UC2844的单端反激电源原理及波形
单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。
T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。
当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。
若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。
CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。
高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V这段时间Pin1电压为7.2V当Pin1电压为7.2V时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。
反激式开关电源的基本工作模式及输入输出关系
反激式开关电源的基本工作模式及输入输出关系 (2012-04-20 11:09:07)电源的三中基本工作模式介绍如果按照开关电源内部储能电感或储能变压器在开关周期内的能量存储状态区分，则其基本工作模式可分为三种：电流连续模式(CCM)，电流断续模式(DCM)及电流临界模式(BCM)。
在这三种模式中，BCM模式其实为CCＭ与DCM模式的特殊形态:- BCM模式: 若在每个开关周期开始或结束时，储能电感或储能变压器所存储的能量刚好释放到0（对应的，其内部的最小磁通Φmin也刚好为0），那么，此时电源工作在BCM模式下；此工作模式在变频（PFM）或RCC电源中较为常见；- CCM模式: 若每个开关周期开始或结束时，储能电感或储能变压器中最小磁通Φmin不为0，则变换器工作在CCM；此时储能电感或储能变压器还有残余能量存储；另外，从电流波形上来看，其中有直流分量存在；采用CCM模式可以有效降低开关管的电流应力，但需要较大的电感量；- DCM模式: 若每个开关周期开始或结束前，储能电感或储能变压器中最小磁通Φmin已经为0，那么变换器工作在DCM。
此模式下电源工作比较稳定，反馈设计也较简单，但开关管的电流应力会较大。
- CCM、BCM与DCM模式的转换当电源设计在CCM模式下时，理论上：1）当输入及输出电压保持不变的时，若负载阻抗逐渐增加(输出电流减少)：* 保持CCM工作模式，占空比不会发生变化，直到上面图示中的Ipp2=0或Isp2=0为止，* 当负载电流减少到刚好使Ipp2=0或Isp2=0时，电源进入BCM模式，* 若继续减少负载电流，Ipp2或Isp2仍为0，但电源进入DCM模式，* 对Buck或隔离式Buck拓扑(如Forward,Push-Pull,Half-bridge,Full-Bridge等)，若电源进入DCM模式，则占空比将按下面规律变化：式中: D：为占空比；T: 开关周期(S)；R：输出负载(欧姆)；L: 输出储能电感感量(H)；Vo:输出电压(V)；Vns：输出储能电感的输入电压；另外，对Buck或隔离式Buck拓扑来说，CCM模式下需注意的是，若占空比设计超过0.5，则需要注意当占空比跨越0.5时，反馈系统可能不稳定；若采用电流反馈，则需要作电流斜率补偿；2）反之，电源将从DCM变化到BCM，之后进入CCM模式；3）当输出负载保持不变时，若逐渐增加输入电压，电源将会从CCM变化到BCM，之后进入DCM模式；这也是为什么在设计计算时要验证最小占空比的原因之一(另一重要原因是要降低开关管的导通交越损失，确保开关周期内最小导通时间ton比开关管本身的开通时间要长的多；一般MosFET的开通时间约为100nS 左右，而ton要确保在1uS以上)；反激式开关电源的基本工作模式及输入输出关系反激式开关电源的基本原理图1 BCM&CCM模式- BCM&CCM模式下的电压关系：a.在开关管导通时，一次绕组电压(Vin)与二次绕组电压(Vos)之间的关系：，开关管承受电压：，整流管承受电压：；b.在开关管关断期间，二次绕组电压(Vns)与一次绕组电压(Vor)之间的关系：；式中，开关管承受电压：根据伏秒规律,如图中所示，有: ，即：，所以：- BCM&CCM模式下的电流关系：a.在开关管关断瞬间，根据能量守恒[ ]，一次绕组存储能量：，它应等于二次绕组释放的能量：因此：，由于电感量与圈数平方成正比，故而，所以，这就是反激式变压器的安匝数规律；b.在开关管导通瞬间，根据能量守恒同样有[]:二次绕组停止能量释放，变压器剩余能量：，它也是一次绕组开始储能的起点：，因此：；c.假设在开关管导通期间(ton内，非整个周期)，一次绕组的平均电流为Ipm，而关断期间(toff)二次绕组的平均电流为Ism，根据能量守恒同样有；由上面的分析结果可验证反激式变压器的安匝数规律；若圈数比为n，则;2 DCM模式如图所示，在整个周期T内：1）开关管导通期间(ton)，变压器进行能量存储；2）开关管关断期间(toff=tr+td)：* 变压器在tr时间内将能量完全释放：，* 变压器在td时间内不工作；若td=0,则变压器进入BCM。
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故 f r1 f r 2 ，所以该阶段波形看着比较大；同时，电流 ip 也发生波动变化，只不过 此时电感比较大，故阻抗较大，导致电流变化在示波器中不明显。在 t7 时刻，开关管 导通，Cds 两端电压重归于零， （注明：t1 到 t4 时间非常短，本图是将这一阶段放大来画） 附 1：在 t4—t5 时刻，二极管电流同时向输出电解电容 CO 和负载供电，由于供电电流
2
高于负载的平均电流 iO_平均，故 iO 此刻电流逐渐增加，当二极管电流小于平均电流时，由 输出电容补充放电，此时 iO 缓慢下降，这就是负载端电流、电压具有纹波的原因，通过 选取不同的输出电容，可以有效改变输出纹波大小：设输出电流 3A，占空比 0.4，可算 出 iD2 的峰值电流 iD2_max 为 10A，从 t5 时刻才是电容真正开始放电时刻，故可求得电容 放电时刻在整个周期中的时间比 D’=0.58，我们假如要求纹波 Ur 在 50mV 以下，由下式： 1 1 1 1 [ CO (U O U r ) 2 CO (U O U r ) 2 ] f PO D ' 2 2 2 2 可计算出输出电容 CO 大小； 附 2：开关管栅极会连接一个十几 K 的电阻接地，目的是：开关管寄生电容容易累积空 间中的电荷，导致开关管击穿，此电阻可将电荷传走（还有一种说法是当开关管关断瞬 间，Cgd 两端电压差瞬间变化，由 i=C*du/dt，会产生一个很大的电流，如果没有此电阻， 开关管的栅极是悬空的， 电流无处可去， 只能向 Cgs 充电， 当 Cgs 两端电压达到门电压时， 开关管误导通，从而损坏） 。 附 3：驱动端会串一个十几欧或二十几欧的电阻连接开关管栅极，原因有 3： （1）栅极处电容与寄生电感在驱动脉冲激励下产生很强的振荡，这个电阻可以快速衰 减这个振荡。 （2）驱动后面都是感容性的，不会消耗功率，若无磁电阻，驱动功率会消耗在驱动源 （比如 UC2844/3844）的输出管上，使其温度上升，有了这个电阻，可将功率消耗在此 电组上，转移了功率损耗的地方。 （3）这个电阻可以调整开关管的通断速度，电阻越小，通断越快，但会使开关管的电 压电流变化率提高，产生较大干扰，电阻越大，通断越慢，也不好。所以十几欧二十几 欧是较为常见的。
f r1 1 2 Llk Cds
由于电路中有阻抗，谐振振幅逐渐减小，最终到 0，ip 同样震动，由于 Llk 比较小， 故其阻抗也小， 所以电流的这个振荡可以在示波器上看出来， 之后漏源电压保持在 Ui+Uf （故 Ucp-Uf 即为漏感产生的尖峰电压值） ，此阶段 D2 电流持续减小； （6）t6—t7 阶段：iD2 减小到 0 时，D2 关断，此时变压器副边对原边的钳位电压消失， Cds 两端电压发生较大变化，Cds 与 Ls 和 Llk 发生谐振（因 Ls 没有被钳位，故参与谐振） ， 会出现图示波动，漏源电压波动围绕 Ui，频率为：
断续（DCM）模式—反激电源波形通俗详解
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（符号解释：Ug 开关管栅极电压、Uc 钳位电容两端电压、Uds 开关管输出（寄生）电容 两端电压、Ui 输入电压、Uf 变压器副边反馈到原边的反馈电压、ip 变压器原边电流、iD2 副边二极管电流、io 负载电流、D1 为钳位电路二极管、D2 为副边二极管、Llk 漏感、Ls 变 压器原边电感、Cds 开关管输出（寄生）电容、R1 钳位电阻、Uo 为输出电压、UD2 为二极 管 D2 的管压降、n 为匝比） （1）t0—t1 阶段：开关管导通，导通瞬间，由于 Ls 上寄生电容，导致 ip 产生一个很大 的尖峰值，之后由于电感抑制，电流逐渐上升，原边电感储能增加，到开关管关断时， ip 上升到最大值，此阶段由于 D1、D2 反偏截止，钳位电容在通过 R1 释放能量，电容两 端电压下降； （2）t1—t2 阶段：t1 时开关管关断，但由于 Ui 仍然给 Cds 充电，并且由于大电感 Ls，电 流 ip 可看做恒流充电，当 Uds 两端电压大于等于 Ui+Uf 时（Uf=n*(Uo+UD2)） ，二极管 D2 导 通，变压器原边的能量耦合到副边，并开始向负载传输能量，iD2 从 0 增长，由于副边反 射电压存在，变压器原边可等效为一个电压源 Uf 与漏感 Llk 的串联； （3）t2—t3 阶段：继续恒流向 Cds 充电，当 Uds 大于等于 Ui+Ucv 时（Ucv 为钳位电容 C 此 刻两端电压） ，二极管 D1 导通； （4） t3—t4 阶段： D1 导通后， 同时向 C 和 Cds 充电， 故电压上升速度减慢， 由于 i=C*du/dt， 故电流 ip 开始减小； （5）t4—t6 阶段：当 ip 减小过 0，漏源电压开始低于钳位电容下端电压，故二极管 D1 截止，此刻钳位电容两端达到最大电压差 Ucp，从这开始到下个周期的 t3 时刻，钳位电 容一直处于释放能量过程。然后 Cds 与漏感 Llk 发生谐振（由于 Ls 被钳位，不参与谐振） ， 谐振频率为：
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