1.04_曹文静_反激式开关电容PWM直流变换器_6

非隔离反激式开关电容PWM直流变换器曹文静金科阮新波(南京航空航天大学，江苏 南京 210016)Non-Isolated Flyback Switching Capacitor PWM DC-DC ConverterCAO Wenjing, JIN Ke, RUAN Xinbo(Nanjing University of Aeronautics & Astronautics, Nanjing 210016, China)Abstract: This paper proposes a novel non-isolated flyback switching capacitor PWM DC-DC converter. The converter is a combination of a switching capacitor converter and a traditional PWM DC-DC converter, and it has the following advantages: 1) Zero voltage switching of all the MOSFETs. 2) The transformer leakage inductor and the blocking capacitor resonate to reach the soft-switching of the switches. 3) Its efficiency is not sensitive to leakage inductor, so that the ordinary discrete transformer which is easy to install can be used to save the cost. 4) Single phase option makes it more flexible. A single-phase 700kHz 1.2V/35A output POL prototype was built to verify the analysis.摘要：本文介绍了一种非隔离反激式开关电容PWM直流变换器，该变换器是开关电容变换器和传统的调压直流变换器的结合，具有如下优点：1）开关管的零电压开关(Zero-voltage-switching, ZVS)；2）变压器漏感与隔直电容谐振，实现开关管的软开关；3）变压器漏感对效率的影响小，可以使用常规的分立式变压器，节约成本且易于安装；4）变换器是单相的，结构简单，应用灵活。

在理论分析的基础上，搭建了一台单相700kHz 1.2V/35A POL原理样机验证了理论分析的正确性。

关键词：开关电容变换器调压变换器漏感零电压开关1. 引言新一代的计算机和通讯设备，采用开放式结构，用模块化的方法处理信号、数据和功率。

这使得分布式电源系统(Distributed power systems, DPS) 的应用成为必然。

互联网的广泛普及需要更先进的、高品质和更可靠的能源网络作为基础设施的支持，自然需要采取分布式发电、配电以及电能调节的方式。

未来的电能处理系统在实际操作上应该全部都是通过功率变换装置将电力负载连接到电源。

先进的功率处理系统应当具备可控、可重构的特点，可以在通讯、计算机、互联网基础设施、汽车、航空等领域应用。

并且国家自然科学基金（51007038）资助项目；台达环境与教育基金会《电力电子科教发展计划》资助项目。

能够实现从给定的源变换到所需形式的电能，提供给相应的负载。

随着信息产业的快速发展，高效率高动态特性负载点(Point-of-load, POL)变换器得到了越来越多的应用。

例如给CPU供电的VRM就是一种特殊的POL 变换器。

随着计算机和通讯技术的快速发展，目前CPU的工作电压降低到1V，甚至1V以下，且动态电流上升率达到2A/ns[1]。

高功率密度和高效率是当今DC/DC模块的主要目标。

增大开关频率可以增大控制带宽，减少输出滤波电容的数量。

然而，目前广泛运用的传统多相Buck 变换器在高频工作时存在开关损耗大、驱动损耗大、SR体二极管损耗大等严重的缺点[2-8]。

文献[9]-[10]提出了自驱动ZVS非隔离全桥DC/DC变换器，如图1所示。

与传统两相Buck变换器相比，它具有以下优点：1)功率管的零电压开关；2)消除了SR驱动器，降低了成本；3)不需要调节死区时间，减小了SR体二极管导通损耗；4) 增大占空比，减小了主开关管关断损耗和SR体二极管的反向恢复损耗。

与Buck相比，自驱动ZVS非隔离全桥DC/DC变换器可以实现更高效率的电能转换。

然而，该变换器具有以下缺点：1)必须两相工作，环流损图1 自驱动ZVS非隔离全桥DC/DC变换器耗大；2) 变压器漏感对效率影响大，不能采用分立式变压器，限制了变换器在VR 场合的应用；3) 结构相对复杂，灵活性较差。

为了解决以上缺点，本文将原变换器解耦拆分成两个可以独立工作的单相变换器，该变换器一个模态工作在开关电容模态，另一个模态工作在PWM 调压模态，在保留了开关电容变换器动态响应快的优点的同时，通过调节占空比调节输出电压。

本文在分析工作原理的基础上，搭建了一台单相700kHz 1.2V/35A POL 原理样机，验证了理论分析的正确性。

2. 变换器推导自驱动ZVS 非隔离全桥DC/DC 变换器可以解耦成两个对称的部分，从而得到两个独立的单相变换器。

原变换器上下两相的输入和输出均是解耦的，只有变压器原边耦合在一起，C 点电位是随开关管开关而变化的。

要实现两相的解耦，就必须确保C 点电位不随开关管开关而变化。

当C 点电位固定后，则可以在C 点并联电容从而解耦，将变换器一分为二，形成两个可以独立工作的单相变换器。

可以改变开关管的控制时序，使S1和Q2同时开通和关断，S2和Q3同时开通和关断。

这样C 点的电位不随开关动作而变化，在C 点并联电容将上下两相进行解耦，可以得到单相的变换器，其主电路、主要波形和模态等效电路如图2。

在[t 0，t 1]时间段，开关管Q1导通，输入电压与变压器原边、隔直电容Cb 串联。

等效电路如图2(c)所示。

输出电压可以通过改变Q1的占空比进行调节。

此时电路可以看作一个调压变换器，工作在调压模态。

在[t 1，t 2]时间段，开关管Q1关断，开关管Q2、S1导通。

L 1与输出V o 并联，C b 与变压器原边(n V o，(a) 主电路(b)主要波形图(c) [t 0，t 1]等效电路 (d) [t 1，t 2]等效电路 图2 非隔离反激式开关电容PWM 直流变换器(a) 主电路(b) 主要波形图3 带有漏感的非隔离反激式开关电容PWM 直流变换器曹文静等： 非隔离反激式开关电容PWM 直流变换器n 为变压器原副边匝比)并联。

等效电路如图2(d)所示。

此时电路可以看作一个开关电容变换器，工作在开关电容模态，具有良好的动态特性[11,12]。

由以上的分析可知，拆分后的单相变换器一个周期内有两个模态，分别是开关电容模态和调压模态。

变换器是开关电容变换器与调压变换器的结合。

从能量传递的角度分析，电路的能量传递方式与反激变换器类似，因此将该变换器命名为非隔离反激式开关电容PWM 直流变换器。

该变换器克服了开关电容变换器对输出电压调节困难的缺点[13]，而开关电容模态使其保留了开关电容变换器动态响应快的优点。

与全桥变换器相比，拆分后的变换器是单相的，结构更加灵活。

根据不同的应用场合，可以通过并联的方式实现最优化的相数，并且每一相都是独立的。

此外，可以引入非线性控制方法提高变换器的动态性能[14]。

3. 工作原理在实际电路中，变压器的引入意味着引入了漏感。

当漏感很小可以忽略时，变换器的工作原理如上节所述。

当变压器漏感不可忽略时，漏感与开关管的(a) [t 0, t 1] (b) [t 1, t 2](c) [t 2, t 3] (d) [t 3, t 4](e) [t 4, t 5] (f) [t 5, t 6]图4 等效电路航空电源航空科技重点实验室学术年会(APSC’ 2011)论文集结电容谐振，可以实现开关管的ZVS 。

本节详细讨论带有漏感的非隔离反激式开关电容PWM 直流变换器的工作原理。

其主电路和主要波形如图3所示。

在分析前，做如下假设：1) 所有开关管和二极管均为理想器件；2) 所有电感、电容和变压器均为理想元件；3) 输出电容足够大，可近似认为是电压源。

变换器每个开关周期有6种开关模态，各个开关模态的等效电路如图4。

电路的工作原理如下所述：1）. 开关模态1 [t 0，t 1] [图4(a)]开关管Q1导通，变压器励磁电感L 1处于充电状态，流经L 1的电流i L1线性上升。

输入电能一部分存储在C b 中，其余部分储存在L 1中，输出能量由输出滤波电容C o 提供。

0100101()()cos ()()sin ()Lr Lr r in Cb r r i t I t w t t V V t w t t Z =−−+− (1a) 0101010()[()]cos () ()sin ()Cb in in Cb r r Lr r v t V V V t w t t Z I t w t t =−−⋅−+−(1b)上式中beq r C L /11=ω，beq r C L Z /1=，12L n L L r eq +=，I Lr(t0)和V Cb(t0)分别是t 0时刻流经L r 的电流和C b 两端电压。

2）. 开关模态2 [t 1，t 2] [图4(b)]在t 1时刻，开关管Q1关断， i Lr 给C Q1充电，给C Q2放电。

近似认为该模态C b 两端电压基本保持不变。

)(sin )( )(cos )()(1221121t t Z t V nV V t t t I t i r r Cb o in r Lr Lr −−++−=ωω (2)上式中)(/1212Q Q r r C C L +=ω, )/(212Q Q r r C C L Z +=。

直至充放电过程结束，模态2结束。

3）. 开关模态3 [t 2，t 3] [图4(c)]在t 2时刻，v ds(Q2)降低到0，此时给Q2触发信号，使Q2实现ZVS 开通。

同时同步整流管S1导通。

变压器漏感L r 与隔直电容C b 串联谐振，i Lr 迅速谐振到0，模态3结束。

2322323()()cos ()()sin ()Lr Lr r o Cb r r i t I t w t t nV V t w t t Z =−−+−(3a) 2323232()[()]cos () ()sin ()Cb o o Cb r r Lr r v t nV nV V t w t t Z I t w t t =−−⋅−+−(3b)上式中b r r C L /13=ω, b r r C L Z /3=。