原边反馈开关电源设计
一起设计PSR原边反馈开关电源变压器
一起设计PSR原边反馈开关电源变压器
PSR原边反馈设计开关电源变压器是工程师们常用的方法，对于新手来说，可能会存在很多疑惑，或不熟悉的地方，小编就针对这一情况和朋友们分享一款利用PSR原边反馈的开关电源变压器设计方法。
全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和
EN55022安规及EMC标准。
因充电器为了方便携带，一般都要求小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小，做不到，如果现在还有人这样认为，那你就OUT了。
磁芯已确定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A 5W的电源变压器。
（1）EFD15变压器设计
目前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所要求。
所以从对变压器作最小漏感设计入手：已知输出电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2,次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。
通过测量或查询BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。
因次级采用三重绝缘线，0.4mm 的三重绝缘线实际直径为0.6mm.
为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.
因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50~100V的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内，得：。
PSR原边反馈开关电源设计
PSR原边反馈开关电源设计之一——变压器设计目前比较流行的低成本、超小占用空间方案设计基本都是采用PSR原边反馈反激式，通过原边反馈稳压省掉电压反馈环路（TL431和光耦）和较低的EMC辐射省掉Y电容，不仅省成本而且省空间，得到很多电源工程师采用。
比较是新技术，目前针对PSR原边反馈开关电源方案设计的相关讯息在行业中欠缺。
下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法——以实际为基础。
要求条件：全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。
因充电器为了方便携带，一般都要求小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小，做不到，如果现在还有人这样认为，那你就OUT了。
磁芯以确定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A 5W的电源变压器。
1. EFD15变压器设计目前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所要求。
所以从对变压器作最小漏感设计入手：已知输出电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2,次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。
通过测量或查询BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。
因次级采用三重绝缘线，0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm.为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50~100V的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内，得：(Vout+VF)*n<100,即：n<100/（5+1）,n<16.6,取n=16.5,得初级匝数NP=15*16.5=247.5取NP=248，代入上式验证，（Vout+VF）*(NP/NS)<100,即(5+1)*(248/15)=99.2<100,成立。
PSR原边反馈开关电源电路设计
PSR原边反馈开关电源电路设计此线路是采用目前兼容很多国内品牌IC的回路，如：OB2535、CR6235.1. RCD吸收回路，即：R2,C4,D2,R6PSR线路设计需特别注意以下几处：2. Vcc供电和电压检测回路,即：D3,R3,R4,R10,C23. 输出回路,即：C3,C7,D5,R11,LED1下面分别说明以上几点需注意的地方:1. RCD吸收回路，即：R2,C4,D2,R6大家可以看出，此RCD回路比普通的PWM回路的RCD多了一个R6电阻，或许有人会忽略他的作用，但实际它对产品的稳定性起着很大的作用。
看下图VDS的波形：当开关管截止后因漏感引起的振玲会随漏感的增大而使电压跌得更低，更低的电压回复需要更长的时间，VDS的波形此时和VCC的波形是同步的，PSR检测电压是通过IC内部延时4~6uS 避开这个振玲来检测后面相对平滑的电压，电压恢复时间过长导致IC检测开始时检测到的是振玲处的电压，最总导致的结果是输出电压不稳定，甚至荡机。
当然也有因变压器漏感比较小，无此电阻也可以正常工作，但一致性较难控制。
此电阻的取值与RCD回路和EMC噪音有关，一般建议取值为150~510R,推荐使用220~330R，D2建议使用恢复时间较慢的1N4007具体可根据漏感结合RCD来调试。
2. Vcc供电和电压检测回路,即：D3,R3,R4,R10,C2R4与R10的取值是根据IC的VFB来计算的。
但阻值取值对一般USB直接输出的产品来说，以IFB=0.5mA左右来计算。
若为带线式产品，因考虑到线损带来的负载调整率差，可保持VFB电压不变，同时增大R4和R10的阻值，减小IFB的电流，具体IFB的电流取值需根据输出线材的压降来调试，如设计为5V/1A的产品，假设输出空载为5.10V，调试的最佳状态是负载0.5A时，输出电压达到最低值，如4.90V，再增加负载，电压会因IC内部补偿功能唤醒使输出电压回升，当负载达到1.0A时，输出电压回升到5.10V左右。
开关电源原边反馈技术
开关电源原边反馈技术
原边反馈(PSR)简介
●在小功率消费类电子应用中，反激式电源是主流，因为反激式电源非常适合小功率段，同时天然提供了隔离的效果。
●隔离后，如果要检测输出的情况，需要用隔离元件，比如光耦等，这样就增加了电源的成本，光耦本身的寿命也会成为电源的瓶颈，基于此，开发出了原边反馈技术。
-原边反馈不从输出直接采样，而是从初级线圈采样，通过初级线圈的情况来计算次级线圈的情况，进一步推算输出的情况。
-部分信息难以从初级线圈直接得到，因此通常还使用一个辅助线圈，辅助线圈和初级线圈共地，和次级隔离
辅助线圈的用途
●增加辅助线圈会增加成本和复杂度，因此，最好能让辅助线圈完成更多的工作，一般辅助线圈都同时做2件事情：
-反映初级线圈和次级线圈的情况，辅助线圈通过电阻分压，将原边和副边的电压情况反映在VSES点，此时辅助线圈和原边/副边构成变压器。
和初级线圈形成一个反激结构，给IC供电，由于反激结构本身无法恒压，因此要加一个限压的二极管。
不使用辅助线圈是否可行
●如果不要求辅助线圈供电，那么是否可以用其他检测方法，比如在初级线圈上检测来做原边反馈?
●理论上是可行的，思路如下：
-在初级线圈上并联一个高阻支路，对初级线圈进行采样，同时提供TOFF期。
开关电源反馈环路设计
开关电源反馈环路设计开关电源是一种将输入直流电压转换为所需输出电压的电源装置。
为了实现稳定可靠的输出电压，开关电源需要建立反馈环路进行控制。
开关电源的反馈环路主要包括内部反馈环路和外部反馈环路。
内部反馈环路是指内部电路中的反馈控制电路，用于控制开关管的导通与截止，以维持输出电压的稳定。
外部反馈环路是指从输出端以回路的形式连接到内部反馈电路，通过比较输出电压与参考电压的差异，产生一个控制信号，用于调整开关电源的开关时间和频率，从而调整输出电压。
设计开关电源的反馈环路时，需要考虑以下几个方面：1.选择合适的参考电压源：参考电压源是反馈环路的重要组成部分，它提供一个稳定的参考电压，用作与输出电压进行比较的基准。
一般可选择使用稳压二极管、参考电压芯片或者精密电位器来作为参考电压源。
2.设计错误放大器：错误放大器是反馈环路中的核心部分，它承担着将输出电压与参考电压进行比较的作用，并产生一个误差信号。
常见的错误放大器有比较器、运算放大器等。
在设计选择错误放大器时，需要考虑它的稳定性、带宽、输入阻抗等因素。
3.设计补偿网络：由于开关电源在转换过程中存在一定的延迟、输出的电压下降等因素，所以需要通过补偿网络来减小这些不稳定因素对输出电压的影响。
常见的补偿网络包括零点补偿网络和极点补偿网络。
零点补偿网络主要通过增加相位较大的零点，来提高系统稳定性；极点补偿网络主要通过增加相位较小的极点，来提高系统的相位裕度。
4.设计输出滤波器：开关电源的输出电压通常包含一定的纹波，需要通过输出滤波器来降低纹波，使输出电压更加稳定。
输出滤波器一般由电感、电容和电阻组成，通过调整它们的数值和组合方式，可以实现对纹波的去除或衰减。
在进行开关电源反馈环路的设计时，还需要进行一系列的仿真和实验，包括频率响应的模拟分析、稳态和动态的性能测试等，以确保设计的反馈环路能够实现对输出电压的稳定控制。
总之，开关电源的反馈环路设计是一项复杂的任务，需要综合考虑电源的性能要求、稳定性要求和实际应用需求等因素，通过选择适当的参考电压源、设计错误放大器、补偿网络和输出滤波器等，来实现对输出电压的稳定控制。
最详细的开关电源反馈回路设计
最详细的开关电源反馈回路设计开关电源反馈回路设计是个挺有意思的话题。
听起来高深，其实很多细节值得我们好好琢磨。
今天我们就从几个方面聊聊，深入浅出，轻松搞定这些概念。
一、反馈回路的基本概念1.1 什么是反馈回路首先，反馈回路就是把输出信号的一部分送回输入。
这么做的目的是调节输出，使其稳定。
想象一下，开关电源就像一个小孩，时不时需要父母的指导。
没有这些反馈，小孩可能就会偏离轨道，输出的电压也可能出现大起大落。
1.2 反馈类型反馈可以分为两种：正反馈和负反馈。
正反馈就像是推波助澜，鼓励小孩继续做某件事情。
而负反馈则是提醒小孩停下来，纠正错误。
大部分情况下，我们更喜欢负反馈，因为它能帮助系统保持稳定。
通过负反馈，输出电压的波动会被抑制，电源的性能也会更可靠。
二、开关电源的基本结构2.1 开关管的作用开关电源的核心是开关管。
它负责控制电流的开关，调节输出电压。
可以把它想象成一个开关，时而打开，时而关闭。
这个过程中，它的工作频率决定了电源的效率。
频率高了，能量损失就小，输出稳定；频率低了，损失就增加，系统也会变得不稳定。
2.2 变压器的功能变压器在这里也占据重要位置。
它的作用是将输入的高压电压转换为适合的低压电压。
变压器就像是一个聪明的调酒师，能将各种成分混合，调配出最合适的“鸡尾酒”。
这里的鸡尾酒就是我们所需的电压。
2.3 整流与滤波整流和滤波是最后一步，确保我们得到的是平滑的直流电。
整流就像是把粗糙的石头打磨成光滑的宝石。
滤波则是去除电流中的杂音，确保输出的电流干净。
这个过程至关重要，稍有不慎，电源的稳定性就会受到影响。
三、反馈回路设计的要点3.1 控制环路设计设计反馈回路时，控制环路的选择非常关键。
控制环路决定了系统的响应速度和稳定性。
要确保环路的增益合适。
增益太高，系统可能会出现震荡；增益太低，系统反应迟缓。
这里的平衡就像走钢丝，得小心翼翼。
3.2 选择合适的传感器在设计反馈回路时，传感器的选择也不能忽视。
电源设计中的原边反馈控制和副边反馈控制方案分析-技术方案
电源设计中的原边反馈控制和副边反馈控制方案分析-技术方案一、原边反馈控制、副边反馈控制方案分析PSR(Primary Side Regulator)即原边反馈，用于反激式开关电源中，其利用辅助线圈来提取副边线圈上的输出电压信号。
由于辅助线圈与副边线圈上的电压与匝数比有关，且在副边线圈去磁结束点(即线圈上的电流下降至零时)，电源输出电压等于副边线圈上的电压，采样该反馈电压信号，经控制芯片处理得到理想的PWM控制信号，用于控制原边侧功率管的开关，功率管的开关时间决定了变压器上能量储存的多少，从而也直接影响了副边输出电压的大小。
利用这一系列的反馈关系，终可得到稳定的电压输出。
SSR(Secondary Side Regulator)即副边反馈，副边反馈控制技术是发展较早的反激式开关电源控制技术，其对输出电压的提取过程直接在变压器的副边电压输出端完成，因此需要在副边增加光耦、TL431及相关阻容元件，其中TL431为误差放大器，能够实时监测输出电压，并将监测结果以电流的形式通过光耦反馈至原边，同时保证输入端与输出端的隔离。
二、两者的比较如下为思睿达原边反馈控制(PSR)方案和副边反馈控制(SSR)方案。
C6267原边反馈控制方案C5269S副边反馈控制方案三、原边、副边方案如何选?比如在充电器领域，直接对电池充电的应用，一般会对空载电压精度要求高，可以选择副边电源IC+恒流芯片来做。
通过电池管理芯片，对电池充电的。
因为电池管理芯片会有过压和过流保护，可以直接选用原边方案来进行，这样成本相对于副边的方案来说会降低很多。
有时候也可以和客户讨论客户的设计方案来降低成本，引导客户开案。
如在LED灯领域，每串灯珠的前面没有加上一个限流电阻。
那么，在电源线路设计中，用副边方案的IC+高精度恒流方案来做，价格较高;用原边方案，原边的恒流精度在生产中很难达到客户的要求。
但是在每串灯珠的前面加上一个限流电阻，那么就可以直接用原边方案来进行设计，既可达到客户要求，又可以节约成本。
原边控制开关电源原理
原边控制（Primary Side Control, PSC）开关电源是一种利用变压器原边侧的信息进行反馈控制，以实现恒压（CV）或恒流（CC）输出的开关电源技术。
它的主要特点是不需要在变压器次级进行反馈采样，而是通过对原边电压或电流的检测和控制，间接调整输出电压的稳定。
原边控制开关电源的工作原理：1. 开关动作与电压转换：开关电源的核心部分是开关管，它以高频脉冲形式开关，将输入的交流或直流电压转换为高频脉冲电压。
此脉冲电压通过变压器进行升压或降压变换，然后通过整流和滤波得到所需的直流输出电压。
2. 原边反馈机制：在原边控制开关电源中，通过在变压器原边增设一个反馈网络，该网络通常由电阻、电容以及可能的感应器（如辅助绕组）组成。
原边电压或电流经此反馈网络采样，并将信号传递给控制器（如脉宽调制器PWM）。
3. 控制逻辑与调节：控制器根据反馈信号调节开关管的开关占空比（即开闭时间的比例），从而改变变压器原边的能量传递效率，进而影响次级侧的输出电压或电流。
原边控制技术通常采用算法估算次级侧的输出状态，例如通过监测原边电流峰值或辅助绕组电压，利用匝比换算关系间接得到次级侧的信息。
4. 优点与挑战：原边控制开关电源的优势在于结构简单，减少了次级侧反馈电路的成本和复杂性，尤其适用于小型化和低成本应用。
然而，由于是间接反馈，其控制精度受到变压器参数和负载变化的影响，特别是在负载变动较大时，控制难度增大，因此常需要采用较为复杂的数字控制算法来提高稳压精度和负载调整率。
结构示例：- 在某些原边反馈设计中，会使用辅助绕组来获取原边反馈信号，这个绕组的电压与次级绕组电压有一定比例关系，通过检测和控制这个辅助电压，就可以间接控制次级的输出电压。
- 另外，有些原边反馈开关电源芯片集成了初级峰值电流检测功能，可以根据原边电流的变化情况，调整开关频率和占空比，实现恒流输出或在电压模式下调整占空比实现恒压输出。
总的来说，原边控制开关电源通过巧妙的电路设计和先进的控制策略，实现了对开关电源输出电压的有效控制，广泛应用于各类电子设备和电源系统中。
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原边反馈电源方案的设计原边反馈（PSR）的AC/DC控制技术是最近10年间发展起来的新型AC/DC控制技术，与传统的副边反馈的光耦加431的结构相比，其最大的优势在于省去了这两个芯片以及与之配合工作的一组元器件，这样就节省了系统板上的空间，降低了成本并且提高了系统的可靠性。
在手机充电器等成本压力较大的市场，以及LED驱动等对体积要求很高的市场具有广阔的应用前景。
在省去了这些元器件之后，为了实现高精度的恒流/恒压（CC/CV）特性，必然要采用新的技术来监控负载、电源和温度的实时变化以及元器件的同批次容差，这就涉及到初级（原边）调节技术、变压器容差补偿、线缆补偿和EMI优化技术。
初级调节的原理是通过精确采样辅助绕组（NAUX）的电压变化来检测负载变化的信息。
当控制器将MOS管打开时，变压器初级绕组电流ip从0线性上升到ipeak，公式为。
此时能量存储在初级绕组中，当控制器将MOS管关断后，能量通过变压器传递到次级绕组，并经过整流滤波送到输出端VO。
在此期间，输出电压 VO 和二极管的正向电压 VF 被反射到辅助绕组 NAUX，辅助绕组 NAUX 上的电压在去磁开始时刻可由公式表示，其中VF是输出整流二极管的正向导通压降，在去磁结束时刻可由公式表示，由此可知，在去磁结束时间点，次级绕组输出电压与辅助绕组具有线性关系，只要采样此点的辅助绕组的电压，并形成由精确参考电压箝位的误差放大器的环路反馈，就可以稳定输出电压VO。
这时的输出电流IO由公式表示，其中VCS是CS脚上的电压，其他参数意义如图1所示。
这是恒压（CV）模式的工作原理。
图1 原边控制应用框图及主要节点波形图。
当负载电流超过电流极限时，负载电流会被箝位在极限电流值，此时系统就进入恒流（CC）模式，这里对IO的公式需要加一个限定条件即，即去磁时间与开关周期的比例保持一个常数，这样在CC模式下的输出电流公式变成了，其中C1是一个小于0.5的常数，VCSLMT是CS引脚限压极限值。
在使得去磁时间与开关周期的比例保持一个常数后，输出的电压和电流就都与变压器的电感值无关了，因此在实用层面上降低了应用方案对同批次电感感值一致性的要求，从而降低了大规模生产加工的成本。
与此同时，原边反馈系统还会面临线缆压降的问题。
因为系统不是直接采样输出端（次级绕组整流后）的电压，而是通过采样辅助绕组的去磁结束点的电压来控制环路反馈的，因此，当输出线较长或者线径较细时，在负载线上会存在较大的内阻（例如在充电器方案中）。
在负载电流变化较大的情况下，输出线的末端电压也会有较大变化。
在CV模式下，这种变化在某些场合是不能接受的，因此，原边反馈驱动芯片还应该提供对线缆压降补偿的功能，这个功能通常是通过在INV脚上拉一个小电流来实现的。
通过预估补偿值来调节连接在INV 脚上的分压电阻的总阻值（分压比例不变），从而补偿不同负载线型和负载大小带来的线缆压降，以维持CV曲线的水平性（如图2 中的CV曲线）。
图2 原边反馈AC-DC控制器的工作模式示意图。
此外，一款好的原边反馈AC-DC控制器还应该具备优秀的EMI特性，对于传导和辐射这两方面的干扰都应该尽可能降低，目前常见的做法是采用抖频技术和驱动信号柔化技术。
抖频技术是指在开关频率的基频基础上引入一个小幅度的频率变化值，以此来降低在开关频率点上的频谱能量强度，优化EMI特性。
而驱动信号柔化技术则是指将驱动MOS管栅极的驱动信号的开启沿（上升沿）变得比较平滑，以减小MOS管开启瞬间的能量传导和辐射，从而进一步优化EMI特性。
现在大部分芯片都是直接取样辅助线圈上电压，由于漏感的原因，在MOS关断后，也就是次级二极管导通瞬间，会产生一个尖峰，影响电压采样，为了避开个这个尖峰，大部分厂家都是采用延时采机，也就是在MOS管关断一段时间后再来采样线圈电压。
从而避开漏感尖峰。
PI是在高压开关关断2.5 μｓ采样。
这种采样方式其实在以前很多芯片上的过压保护上也都有应用，比如OB2203和UCC28600，NCP1377上都有这样的应用，所以可以得到较高精度的过压保护。
还有些厂家是在下取样电阻上并一个小容量的电容来实现。
同时建义大家吸收电路使用恢复时间约只有2us的IN4007再串一个百欧左右的电阻作吸收。
可以减小漏感产生的振铃，从而减小取样误差。
得到较高采样精度。
次级圈数固定，辅助绕组固定，取样精度高。
比较器内部精度也高，自然可以得到较高的输出电压精度。
先写个变压器的基本公式。
Np*Ipk=Ns*Ipks（变压器次级只有一个绕组Ns）,Np,Ipk,Ns,Ipks分别是初级圈数，初级峰值电流，次级圈数，次级峰值电流当工作在DCM模式时，输出电流是次级电流（如图的三角形）在一个工作周期的平均值，所以Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中T为工作周期。
Np*Ipk=Ns*Ipks所以Ipks=Np*Ipk /Ns,将Ipks=Np*Ipk /Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2 ，得到Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。
可以看出Np,Ns为常数，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的电流输出。
市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初级MOS取样电阻上的峰值电压，同时为了避免寄生电容在导通时产生的电流尖峰，会加入一段消隐时间。
Td/T 是由IC内部固定的。
OB的是0.5（他是给出TD同频率的关系），BYD的1508是直接给来的0.42。
仙童的没有直接给出1317没直接给出这个值，而是给出了一个计算初级电流的公式。
也是间接告诉了Td/T 。
CC时，在不同输出电压情况下，工作在PFM模式以保证固定的Td/T而实现稳定的输出电流。
这就是实现恒流的基本原理，输出电压变化时能保证电流不变。
只要保证IC Td/T 的精度，以及初级峰值电流的限流精度就可以得到较高的输出电流精度。
这两部分基本上取决于IC。
取样电阻保证１％是没有问题的。
再讲讲PSR对电感量补偿的原理。
看过PI LN60X实验视频的朋友可以看到他们的PSR 对电感量有补偿。
当电感量低出设计正常值时，达到同样的峰值电流需要的时间就短了，Δt=L*ΔI/V,ΔI在DCM模式时等于峰值电流，而峰值电流是固定的。
V就是Vin,为常数。
所以L低会造成Δt下降，也就是Ton下降。
根据伏秒平衡，Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。
Np,Ns为常数，Ton 的下降同样也造成Td下降。
由于Td比上周期T为固定值，Td下降造成T变小，所以频率就升高了。
但是由于有最高频率的限制。
所以设计时要注意在最重负载时，频率不能工作在最高频率，这样电感量的变化将得不到补偿。
应适当低于最高工作频率。
电感量高出正常值时，结果当然是相反的。
Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。
只要Ipk,Td/T不变，输出电流也就不变。
所以电感量变化引起的是频率的变化。
从公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。
I固定，输出功率不变，L的变化引起的是频率f的变化。
但一定要注意最高工作频率限制。
电源参数（7*1W LED驱动）：输入AC 90-264V 输出：25.8V 0.3A方案采用芯联半导体的CL1100(见附件）从IC资料上可以看出Td/T=0.5 CS脚限制电压Vth_oc为0.91V FB基准为2V占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高开关频率取50KHZ 变压器用EE16，AE=19.3mm^2 VCC供电绕组电压取22V（考虑到不同串数LED的兼容性VCC绕组电压取得较高，但通常根据经验，取芯片最大值减去2v）1，计算次级峰值电流Ipks：Io=(Td/T)*Ipsk/2Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A2，计算反射电压V or：根据伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=V or*Td/TVin*D=Vor*Td/T90*0.45=V or*0.5V or=81V3,计算匝比N，V or=(Vo+Vf)*NN=81/(25.8+0.9)=3.034,计算初级峰值电流（考虑到初级电流一部分在转换时的损耗，如吸收中的一部分损耗，磁芯损耗，输出电容损耗，次级铜损）初级电流损耗取输出电流的7%Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.4245,计算初级电感量Vin/L=ΔI/Δt DCM模式时ΔI等于Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH6,计算初级圈数Np,Ns(B取0.3mT)NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*10^3=140TSNS=NP/N=140/3=46.6TS 取47TS时反算47*3.03=142TSNA=NS*V A/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS7，电压取样电阻当供电绕组电压取22V时，FB基准为2V ，上下取样电阻正好为10比1，取6.8K和68K 8，电流检测电阻RcsRcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11欧电阻9，二极管反压=Vin_max/N+V o=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐压200V的SF1410，MOS耐压及漏感尖峰取Vlk75V=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考虑到功耗选用2N60.。