PWM单端反激式变压器的设计原理分析
单端反激式变换器总结
单端反激式变换器总结一、引言单端反激式变换器是一种常见的电源电路，广泛应用于家用电器、通信设备、计算机等领域。
本文将对单端反激式变换器进行详细的总结。
二、单端反激式变换器原理1. 变换器结构单端反激式变换器由输入滤波电容、开关管、变压器和输出滤波电容等组成。
2. 工作原理当开关管导通时，输入电压施加在变压器的一侧，输出电压为零；当开关管截止时，变压器另一侧的磁场崩塌，产生高电压并输出到负载上。
通过控制开关管的导通和截止时间，可以实现输出稳定的直流电压。
三、单端反激式变换器特点1. 简单可靠单端反激式变换器结构简单，易于实现，并且具有较高的可靠性。
2. 输出稳定性好通过控制开关管的导通和截止时间，可以实现输出稳定的直流电压。
3. 效率高由于没有二次侧谐振环节，在工作频率较低时具有较高的效率。
4. 适用范围广单端反激式变换器适用于各种负载类型，具有广泛的应用领域。
四、单端反激式变换器设计要点1. 选取合适的变压器变压器是单端反激式变换器中最重要的元件之一，需要根据输入电压、输出电压和负载等参数来选择合适的变压器。
2. 控制开关管的导通和截止时间通过控制开关管的导通和截止时间，可以实现输出稳定的直流电压。
需要根据具体情况来确定导通和截止时间。
3. 合理设计滤波电容滤波电容对输出稳定性有很大影响，需要根据负载情况来合理设计滤波电容。
五、单端反激式变换器应用案例1. 家用电器单端反激式变换器广泛应用于家用电器中，如空调、冰箱、洗衣机等。
2. 通信设备单端反激式变换器在通信设备中也有应用，如交换机、路由器等。
3. 计算机单端反激式变换器还被广泛应用于计算机领域，如电源模块、显示器等。
六、总结单端反激式变换器是一种简单可靠、输出稳定性好、效率高、适用范围广的电源电路。
在家用电器、通信设备、计算机等领域有着广泛的应用。
在设计单端反激式变换器时需要注意选择合适的变压器、控制开关管的导通和截止时间以及合理设计滤波电容等要点。
单端反激式开关电源(毕业设计)
目录摘要 (2)第一章开关电源概述 (1)1.1 开关电源的定义与分类 (1)1.2 开关电源的基本工作原理与应用 (1)1.2.1 开关电源的基本工作原理 (1)1.2.2 开关电源的应用 (2)1.3 开关电源待解决的问题及发展趋势 (5)1.3.1 开关电源待解决的问题 (5)1.3.2 开关电源的发展趋势 (5)第二章设计方案比较与选择 (7)2.1 本课题选题意义 (7)2.2 方案的设计要求 (7)2.3 选取的设计方案 (8)第三章反激式高频开关电源系统的设计 (9)3.1 高频开关电源系统参数及主电路原理图 (9)3.2 单端反激式高频变压器的设计 (10)3.2.1 高频变压器设计考虑的问题 (10)3.2.2 单端反激式变压器设计 (11)3.3 高频开关电源控制电路的设计 (15)3.3.1 PWM 集成控制器的工作原理与比较 (15)3.3.2 UC3842工作原理 (17)3.3.3 UC3842的使用特点 (18)3.4 反馈电路及保护电路的设计 (19)3.4.1 过压、欠压保护电路及反馈 (19)3.4.2 过流保护电路及反馈 (19)3.5变压器设计中注意事项 (20)第四章总结 (21)参考文献 (23)致谢 ............................................................................................................................... 错误!未定义书签。
摘要开关电源的高频化电源技术发展的创新技术，高频化带来的效益是使开关电源装置空前地小型化，并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。
另外开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。
为此本论文以反激式高频开关电源为设计方向而展开，对高频变压器的认知及所注意的问题，其中包括磁芯损耗、绕组损耗、温升以及磁芯要求。
单端反激式开关电源中变压器的设计
２ 反 激 式 变 压 器 的 设计 步 骤
经 逐 渐 取 代 了 传 统 的线 性 电源 ， 电 子 、 在 电气 设 备 和 家 电 领 域 等
方 面 得 到 了广 泛 的 使用 。 端 反 激 式 拓 扑结 构 的 变 压 器 ， 多 路 单 在 输 出情 况 下 电 路 简单 ， 本 较低 且具 有效 率 高 等优 点 ， 越 来 越 成 被 多地 应 用 在 中 小 功率 的开 关 电源 中 。
１ 反激 式 变 压 器 工作 原 理
设 计 的 变 压 器 要 求 在 交 流 输 入 电 压 为 １ ５ ２ ５ 的 开 关 ６ Ｖ￣ ６ Ｖ 电 源 中能 够 提 供 八 路 电 压输 出 。这 八 路输 出参 数 分 别 为 ： 共 ２路 地 输 出 ± ４ ／ ．Ａ； 路 独 立 地 １ Ｖ ０２ １路 独 立 地 １ ｖ １ ｖ ０２ ３ ５ ／ ．Ａ， ５／ ０５ ２路 独 立 地 ￣ Ｖ ２ ． Ａ； ５ ／ Ａ。设 计 变 压 器 工 作 在 Ｃ ＣＭ 模 式 下 ， 具 体步骤如下 。 （） １ 已知 参 数 的 确定 根 据 设 计 要 求 和 电 路 特 点确 定 以下 参 数 ：输 入 直 流 电压 范 围 Ｖ ～ ． ， 作 频 率 ｆ ６ ｋ ， 望 效 率 １ ０８ ， 组 输 出 ． Ｖ ～ 工 ＝ ６ Ｈｚ 期 １ ．５ 多 ＝ 电 压值 Ｖ ， 出 功率 Ｐ ＝ ０ ， 关 管 导 通 压 降 Ｖｓ ０ 。 因为 ０输 ￣ ５Ｗ 开 ｄ ＝１ Ｖ 变 压 器 要 求 有 八 路 输 出 ，所 以 选 择 窗 口长 宽 比 例 较 大 的 Ｅ 磁 Ｉ 芯 ， 便 绕组 绕 制 。 据 功 率 要 求选 取 Ｐ ４ 方 根 Ｃ ０材 质 的 Ｅ４ ｌ ０磁 芯 ， 磁 芯 窗 口面 积 Ａ ＝１８ 。 ４ ｍｍ０骨 架 窗 口面积 Ａ ＝ ｍｍ 它 最 大 ， １Ｏ １ ，
反激式变压器设计原理
反激式变压器设计原理
首先，反激式变压器的设计涉及开关电流的控制。
由于开关电流是通过高频开关元件（例如MOSFET）流过的电流，因此开关元件需要能够承受并控制高频开关过程中产生的大电流。
设计师需要确保开关电流在合适的范围内，既不能过小导致电源效率低下，也不能过大影响元件寿命。
其次，反激式变压器通过高频开关实现转换器的工作，常见的工作模式包括连续导通模式（CCM）和间断导通模式（DCM）。
在CCM中，开关元件在整个开关周期内持续导通，保持较小的变压器交流磁通波形，更适合低功率需求。
而在DCM中，开关元件只在一部分开关周期内导通，变压器交流磁通波形变化大，适用于大功率需求。
变压器是反激式变压器的核心部件，负责变换电压。
在设计反激式变压器时，需要确定合适的变压器参数，如匝数比、磁芯材料、磁芯横截面积等。
变压器的匝数比决定了输出电压和输入电压的比例关系，磁芯材料的选择和截面积的确定直接影响变压器的能量传输效率和功率损耗。
最后，反激式变压器还需要控制电路来确保其稳定工作。
控制电路主要包括反馈回路和开关控制电路。
反馈回路可以监测输出电压并将其与设定值进行比较，根据比较结果控制开关元件的导通和断开，以调整输出电压。
开关控制电路则根据设计要求来确定开关元件的工作频率和占空比，以满足输出电压的稳定要求。
总之，反激式变压器设计原理涉及到开关电流控制、转换器工作模式选择、磁元件参数确定和控制电路设计等多个方面。
设计师需要根据具体的应用需求，合理设计这些参数，以实现高效、稳定的电源转换。
单端反激式开关电源变压器的设计
· ５９ ·研制开发单端反激式开关电源变压器的设计顾伟康（国网浙江省电力有限公司 湖州供电公司，浙江文章针对开关电源变压器设计中存在公式繁多，参数计算困难等问题，提出了一种简单实用的设计方法。
该方法统一了变压器工作在电流连续模式和断续模式下的计算公式，有效解决了原边电感值、线圈匝数、线径、磁芯大小等参数的设计，降低了设计难度，提高了设计效率，并给出了设计实例。
开关电源；反激式变压器；参数Design of Single-Ended Flyback Transformers in Switching Power SupplyGU WeikangHuzhou Power Supply Company of State Grid Zhejiang Electric Power Co.The paper puts forward a simple and practical design method for there are many issues such as various parameter calculation difficulty in switching power supply transformer. This method unified the formulas of current continuous mode and current discontinuous mode ，effectively solved the original side inductance value core size and so on ，reduced the design difficulty 图1 单端反激式变压器原理图2 单端反激式变压器的设计单端反激式变压器设计流程图如图2所示。
根据下面步骤设计合适的变压器。
2.1 确定系统要求V acmax ，V acmin ，U max ，U min ，V o ，P o ，η等参数值的确定。
反激式变压器设计原理
反激式变压器设计原理绿色节能PWM控制器CR68XXCR6848低功耗的电流模PWM反激式控制芯片成都启达科技有限公司联系人：陈金元TEL:电话/传真：-218电邮:；MSN:概述：CR6848是一款高集成度、低功耗的电流模PWM控制芯片，适用于离线式AC-DC反激拓扑的小功率电源模块。
特点：电流模式PWM控制低启动电流低工作电流极少的外围元件片内自带前沿消隐(300nS) 额定输出功率限制欠压锁定(12.1V~16.1V) 内建同步斜坡补偿PWM工作频率可调输出电压钳位(16.5V) 周期电流限制软驱动2000V的ESD保护过载保护过压保护（27V）60瓦以下的反激电源SOT23-6L、DIP8封装应用领域：本芯片适用于：电池充电器、机顶盒电源、DVD 电源、小功率电源适配器等60 瓦以下(包括60 瓦)的反激电源模块。
兼容型号：SG6848/SG5701/SG5848/LD7535/LD7550/OB2262/OB2263。
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CR6842兼容SG6842J/LD7552/OB2268/OB2269。
绿色节能PWM控制器AC-DC产品型号功能描述封装形式兼容型号CR6848 低成本小功率绿色SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848节能PWM控制器LD7535/LD7550OB2262/OB2263CR6850 新型低成本小功率绿色SG6848/SG5701/SG5848节能PWM控制器SOT-26/DIP-8 LD7535/LD7550SOP-8OB2262/OB2263CR6851 具有频率抖动的低成本SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848绿色节能PWM控制器SOP-8 LD7535/LD755OB2262/OB2263CR6842 具有频率抖动的大功能DIP-8 兼容SG6842J/LD7552绿色节能PWM控制器SOP-8 OB2268/OB2269CR5842 具有频率抖动的多保护功能DIP-8大功率绿色节能PWM控制器SOP-8CR6505 半桥ATX电源PWM控制器DIP-16 兼容WT7514，AT2005CR6515 半桥ATX电源PWM控制器+TL431 DIP-20 兼容SG6105CR6561 有源PFC控制器DIP-8、SOP-8(Flyback Transformer Design Theory)第一节. 概述.反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = Lp Ip/ 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:Vcemax = VIN/ 1-DmaxVIN : 输入直流电压 ; Dmax: 最大工作周期Dmax = ton/ T由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax ,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取D max = 0.4,以限制Vcemax≦ 2.2VIN.开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip = IL/ n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:I c = I p = 2P o / (η*V IN公式导出如下:输出功率: Po = LIp2输入电压: V IN = L di / dtV IN = LI p f / D max或则Po又可表示为:P o= ηV IN f D max I p2 / 2f I p∴I p = 2P o/ ηV IN D上列公式中 :VIN:Dmax:Lp:Ip:f : 转换频率电流,反激式变换器一般工作于两种工作方式 :1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff 末保留到下一个ton周期的开始.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.图3 DCM / CCM原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在t on时的变化必须等于在"t off"时的变化,否则会造成磁芯饱和.因此,ΔΦ = VIN ton/ Np= Vs*toff/ Ns即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp 相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin).第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN一、FLYBACK变压器设计之考量因素:1. 储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.Ve: 磁芯和气隙的有效体积.or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)式中Imax , Imin——为导通周期末,始端相应的电流值.由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的 B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC ,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.图 4 有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路2. 传输功率 .由于CORE材料特性,变压器形状(表面积对体积的比率),表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系,应视特定要求作决策.因此用面积乘积法求得之AP值通常只作一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定CORE之材质,形状,规格等.3. 原,副边绕组每匝伏数应保持相同.设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整,而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数. 如此引起副边的每匝伏秒值小于原边,为使其达到平衡就必须减小 ton时间,用较长的时间来传输电能到输出端. 即要求导通占空比D小于0.5. 使电路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,电流上升斜率小,ton时间又短(＜50%),很可能在"导通"结束时,电流上升值不大,出现电路没有能力去传递所需功率的现象. 这一现象是因系统自我功率限制之故.可通过增加AIR GAP和减小电感Lp,使自我限制作用不会产生来解决此问题.4. 电感值Lp .电感Lp在变压器设计初期不作重点考量. 因为Lp只影响开关电源的工作方式. 故此一参数由电路工作方式要求作调整. Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的. 如果设计所得Lp大,又要求以CCM方式工作,则刚巧合适. 而若需以DCM方式工作时,则只能用增大AIR GAP,降低Lp来达到要求,这样,一切均不会使变压器偏离设计.在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,传递同样的能量峰值电流是很高的. 工作中开关Tr,输出二极体D以及电容C产生最大的损耗,变压器自身产生最大的铜损(I2R). 若工作于CCM方式,电感较大时,电流上升斜率低虽然这种状况下损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和. 所以设计时应使用一个折衷的方法,使峰值电流大小适中,峰值与直流有效值的比值比较适中. 只要调整一个合适的气隙,就可得到这一传递方式,实现噪音小,效率合理之佳况.5. 磁饱和瞬时效应.在瞬变负载状况下,即当输入电压为VINmax 而负载电流为Iomin时,若Io突然增加,则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率. 此时,会出现VINmax 和Dmax并存,即使只是一个非常短的时间,变压器也会出现饱和,引起电路失控. 为克服此一瞬态不良效应,可应用下述方法:变压器按高输入电压(VINmax),宽脉冲(Dmax)进行设计. 即设定低的ΔB工作模式,高的原边绕组匝数,但此方法之缺点是使变压器的效率降低.例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMRINPUT : 90 ~ 264 Vac 47 ~ 63 HZ ;OUTPUT : DC 19V 0 ~ 3.16A ; Vcc = 12 V DC0.1Aη≧0.83 ; f s = 70KHZ ; Duty cylce over 50%△t ≦40o (表面) @ 60W ; X'FMR限高21mm.CASE Surface Temperature ≦78℃.Note : Constant V oltage & Current Design (CR6848，CR6850)Step1. 选择CORE材质,确定△B本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度相关参数如下:μi = 2400 ±25% Pvc = 300KW / m2@100KHZ ,100℃Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃Tc = 215℃为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.选△B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 TStep2 确定Core Size和 Type.以确定 size1> 求core APA P= A W*Ae=(P t*104)/(2ΔB*f s*J*K u)= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .2> 形状及规格确定.形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mmAP = 0.88 cm4Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )Step3 估算临界电流IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.即: I OB = 80%*I o(max) = 0.8*3.16 = 2.528 AStep4 求匝数比 nn = [V IN(min) / (V o + V f)] * [D max / (1-D max)] V IN(min) = 90*√2 - 20 = 107V= [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]= 5.5 ≒6匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.CHECK D max:D max = n (V o +V f) / [V INmin + n (V o + V f)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52Step5 求CCM / DCM临ΔI SB = 2I OB / (1-D max) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533Step6 计算次级电感Ls 及原边电感LpLs = (V o + V f)(1-D max) * Ts / ΔI SB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uHL p = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒460此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值. Step7 求CCM时副边峰值电流ΔispI o(max) = (2ΔIs + ΔI SB) * (1- D max) / 2 ΔIs = I o(max) / (1-D max) - (ΔI SB / 2 )ΔIsp = ΔI SB +ΔIs = I o(max) / (1-D max) + (ΔI SB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85AStep8 求CCM时原边峰值电流ΔIppΔI pp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 AStep9 确定Np、Ns1> NpNp = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整Np = 60Ts OR Np = 66Ts考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选 Np = 60 Ts.2> NsNs = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts3> Nvcc求每匝伏特数Va Va = (V o + V f) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts∴Nvcc = (Vcc + V f) / Va =(12+1)/1.96=6.6Step10 计算AIR GAPlg = N p2*μo*A e / L p = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmStep11 计算线径dw1> d wpA wp = Ip rms / J Ip rms = Po / η/ V IN(min) = 60/0.83/107 = 0.676AA wp = 0.676 / 4 J取4A / mm2or 5A / mm2= 0.1 (取Φ0.35mm*2)2> d wsAws = I o / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之A w= 0.126mm2, 則0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)3> dw vcc Aw vcc = I v / J = 0.1 /4上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J 之取值.4> 估算铜窗占有率.0.4Aw ≧Np*r p*π(1/2dwp)2 + Ns*r s*π(1/2dws)2 + N vcc*r v*π(1/2dwv)20.4Aw ≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2≧11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.12 > 19.26 OKStep12 估算损耗、温升1>求出各绕组之线长.2>求出各绕组之RDC和Rac @100℃3>求各绕组之损耗功率4>加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如: Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm则I NP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts则I NS = 10*4.33 = 43.3 cmNvcc = 7Ts則I Nvc = 7 * 4.33 = 30.31cm查线阻表可知: Φ0.35mm WIRE RDC = 0.00268Ω/cm @ 100℃Φ0.40mm WIRE R DC = 0.00203 Ω/cm @ 100℃Φ0.18mm WIRE R DC = 0.0106 Ω/cm @ 100℃R@100℃= 1.4*R@20℃求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.副边平均峰值电流: Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A副边直流有效电流: Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕= √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A副边交流有效电流: Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A求原边各电流值 :∵Np*Ip = Ns*Is原边平均峰值电流: Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A原边直流有效电流: Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A原边交流有效电流: Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A求各绕组交、直流电阻.原边: RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348ΩRp ac = 1.6R PDC = 0.557Ω副边: R SDC = ( l NS*0.00203 ) /6 = 0.0146ΩRsac = 1.6R SDC = 0.0243ΩVcc绕组: RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω计算各绕组交直流损耗:副边直流损: PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W交流损: Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253WTotal : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W原边直流损: P PDC = I rms2R PDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W交流損: P pac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W总的线圈损耗: Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W2> 计算铁损P Fe查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2LP32 / 13之Ve = 4.498cm3P Fe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W3>Ptotal = Pcu + P Fe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W4>估算温升△t依经验公式△t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃估算之温升△t小于SPEC,设计OK.Step13 结构设计查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :。
PWM单端反激式变换器电路原理分析
L2 01 SD R050 4-22 0 D2 02
1 +
KB L08
AC 2
输 入 交 流电 压
3
C2 01 68 6/45 0V
4
-
AC
C2 92 22 2/2K V
T2
203/2W R201
9 4N
D2 01 R2 33 10 03 C2 24 10 4 C2 25 D2 36 1N 4746 R2 38 20 R
R2 03 20 4/2W
UC2845D8和开关电源设计资料及电源维修方法
③ 作用:1:降低没用的反冲电压。 2:消除高频振荡(可以有效地保护开关功率管不受损)。 ④ 反冲电压:是指在断开有电流的电感电路时,产生的自感电压,吸 收回路是消耗能量的。 ⑤ 高电压常用的几种吸收回路分析
高电压常用的几种吸收回路
R1
T1
+ _
C2
V 0
V dc
Q1 FQPF4N90
V in
Np
_
Ns
+
D1 MUR1100E
C1
G nd
Ip To n
Is To f
单 端 反 激 式 变 换 器 工 作 原 理 1
一、调制 1.定义: 利用某一种电压或波形的改变,去控制另一种电压或波形 发生某种形式的改变。 2.调制方式:利用电压的改变,去控制另一种波形的改变,最后达到能 控制输出电压的改变,同时能控制输出电压稳定的一种技术措施。 3.脉冲宽度调制方式(PWM:(Pulse Width Modulation):
3 00 V
高 压 在 初 级 绕 组 的 几 种 吸 收 回 路
T
C1 R1 C1 初级 D1
单端反激式开关电源原理与设计
单端反激式开关电源原理与设计2008-11-7 10:45:00 来源：中国自动化网网友评论0条点击查看0 引言近年来随着电源技术的飞速发展，开关稳压电源正朝着小型化、高频化、继承化的方向发展，高效率的开关电源已经得到越来越广泛的应用。
单端反激式变换器以其电路简单、可以高效提供直流输出等许多优点，特别适合设计小功率的开关电源。
本文简要介绍了Unitorde公司生产的电流型脉宽调制器UC3842，介绍了该芯片在单端反激式开关电源中的应用，对电源电路进行了具体分析。
利用本文所述的方法设计的小功率开关电源已经应用在国电南瑞科技股份有限公司工业控制分公司自主研发的分散控制系统GKS-9000中，运行状况良好，各项指标均符合实际工程的要求。
1 反激式开关电源基本原理单端反激开关电源采用了稳定性很好的双环路反馈（输出直流电压隔离取样反馈外回路和初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路）控制系统，就可以通过开关电源的PWM（脉冲宽度调制器）迅速调整脉冲占空比，从而在每一个周期内对前一个周期的输出电压和初级线圈充磁峰值电流进行有效调节，达到稳定输出电压的目的。
这种反馈控制电路的最大特点是：在输入电压和负载电流变化较大时，具有更快的动态响应速度，自动限制负载电流，补偿电路简单。
反激电路适应于小功率开关电源，其原理图如图1所示。
下面分析在理想空载的情况下电流型PWM的工作情况。
与电压型的PWM比较，电流型PWM又增加了一个电感电流反馈环节。
图中：A1为误差放大器;A2为电流检测比较器;U2为RS触发器;Uf为输出电压Uo的反馈取样，该反馈取样与基准电压Uref 通过误差放大器A1产生误差信号Ue（该信号也是A2的比较箝位电压）。
设场效应管Q1导通，则电感电流iL以斜率Ui/L线性增长，L为T1的原边电感，电感电流在无感电阻R1上采样u1=R1iL，该采样电压被送入电流检测比较器A2与来自误差放大器的Ue进行比较，当u1>Ue时，A2输出高电平，送到RS触发器U2的复位端，则两输入或非门U1输出低电平并关断Q1;当时钟输出高电平时，或非门U1始终输出低电平，封锁PWM，在振荡器输出时钟下降的同时，或非门U1的两输入均为低电平，则Q1被打开。
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单端反激式变压器的设计原理分析 一、设计举列1: 1.高频变压器的参数设计本没计的目标是完成一个交流输入电压范围为220(1±20％)V ，输出为24V ／500mA 、±15V／600mA 、5V ／2A 的多级输出，效率η=75％,最大占空比D=O ．5,工作频率f=50kHz 的开关稳压直流电源。
单端反激式工关电源中变压器不仅作为变压器使用，同时又作为储能电感，它的设计方法与其他类型的变压器不同。
其设计参数丰要有以下3项:(1)求出原边绕组电感量；(2)选择规格、尺寸合适的高频变压器磁芯； (3)计算原副边绕组匝数。
1.1: 计算原边电感量Lp 及变压器气隙δ考虑到输入电压有±20％的波动，即要求该单端反激开关电源在交流电压180～260V 范围内都能正常工作。
输出功率Po=24×0.5+15×0.6×2+5×2=40W 取反激变压器最大占空比Dmax=0.5Vs 应取最小值:Vs(min)=180×1.4-20=232V 其中20V 为直流纹波及整流桥压降之和。
初级绕组流过的峰值电流Ip 为式中:I p =2∗P0V s ∗D max(1)I p =2∗40232∗0.5=0.69A (2)假设电压Vs 波动下限为7％,Vs(min)232(1-0.07)=216V,则次级绕组的电感: L p =V s （min ）∗ D max ∗ TI p(3)L p =216∗0.50.69∗50∗103=3.13mH (4)即工作磁感应强度变化值取饱和值Bs 的一半，查阅R2KB 铁氧体磁性能表可知，其饱和磁感应强度Bs=3500GS，则:△B▲=12Bs=1750Gs, 磁芯有效截面积A=97．25mm2代入各值计算可得其所需气隙长度可由下式计算式中:Ae为磁心有效截面积δ= 0.4∗∏∗L p ∗I p2A e △B210−8=1.8712.978=0.63mm （5）1.2: 次级绕组匝数初级绕组匝数计算公式为N1= L p ∗I pA e∗△B∗108=3.13∗ 0.6997.25∗ 1750∗108=128 (6)将4．1中得到的各量代入得N1=128匝。
次级绕组匝数的计算公式(24V) 式中:VD为整流二极管正向压降。
代入数据，N2=(V0 +V D)∗(1−D max)∗N1V S(min)D max =(24+1)∗(1−0.5)∗128232∗0.5(7) =13.79次级绕组取N2=14匝。
取UC3842的工作电压为15V，式中的lV为整流管的导通压降。
N6=15+124+1∗N2=8.96 (8)则反馈绕组取9匝，二、设计举列2:1.设计参数要求①输入电压有±30％的波动，即要求该单端反激开关电源在交流电压154～286VAC范围内都能正常工作。
②输出负载有4组,其中三组互相隔离24VDC 0.2A24VDC 0.2A 12VDC 1.5A 15VDC 0.4A2. 功率、直流电压、输入电流、输出负载、空气隙、电容值的确定 ①输出功率:Po = 24×0.2+24×0.2+12×1.5+15×0.4 = 33.6 (W)②输入总功率: P i =P0η=33.60.85=39.5W (η=85%) (1)③输入最低和最高直流电压:Vmin = 154*1.414= 217.756VVmax = 286*1.414 = 404.404V ④输入有效电流: I ds =P i V min=39.5217.756=0.181(A ) (2) ⑤输入最大电流: I max =I ds D max=0.1810.4=0.4538 (A ) (3) ⑥输入回路平均电流:I dc =I ds ∗D max =0.181∗0.4=0.0724 (A ) (4) ⑦空气隙: δ=4∏∗10−7∗N 12∗A eL p=4∏∗10−7∗942∗111.242.452=1.23452.452=0.4898 (mm ) (5)⑧电解电容:C201 = 2* Pi= 80μf/450V (实际选用:C201= 68μf/450V) 对于5-10W 的开关电源,电容可选4.7∽10μf 。
10-50W 的开关电源,按2.0∽3.0μf/W 的容量选用。
50-100W 的开关电源,按2.5∽3.5μf/W 的容量选用。
如果滤波电容容量太小,则会使直流电压纹波太大,容易引起开关管损坏,导致功率因数下降,谐波含量增加,电容器静电容量的允许偏差可为±10%,最好为±5%。
C>47μf,一般要求漏电电流:I<3*(CU )1/2 (μA)⑨电容的负载电阻 R lc =V min I dc=217.7560.0724=3007.6(Ω) (6)3.工作频率和周期的确定 ① f =1.72∗103R t C t=1.72∗10310∗103∗2.2∗10−6=1.72∗1052.2=78.18KHz (7)② T =1f=178.18Khz=12.79(μs ) (8)4.占空比和导通时间的确定 ①占空比最大占空比Dmax<0.5, 故选 Dmax=0.4 ②导通时间T ON =T ∗Dmax =12.79∗0.4=5.11(μs) (9) 5.铁氧体磁芯的选型和介绍①铁氧体磁芯型号:EI32,制作时空气隙每边各留0.5mm 。
②EI32磁芯尺寸:B = 21.5(mm) C = 10.8±0.2 (mm)D = 10.8±0.2 (mm)③磁感应强度:Bs = 2000GS④磁芯有效截面积:Ae = C*D(mm2)= (10.8)*(10.8-0.5)= 111.24 (mm2)⑤窗口面积:Be = (B-C)/4*D= (21.5-10.8)/4*10.8 = 28.89(mm2)6.计算变压器初、次级绕组匝数和输出电压Vs ①确定初级绕组N1的匝数和电感量饱和磁通密度在100℃时,查表Bs=286(mT),对一般形状、材质 的铁氧体,当工作频率78.18KHz 时,65%的饱和值△Bs=286*0.65=186(mT),变压器的感应电压从217.756V 到404.404V 的变动,磁感应强度也发生变化N 1=V min ∗1.3∗1.9∗T on ∗10−6△B s ∗A e=154∗1.3∗1.9∗5.110.186∗111.24=93.94 取94匝 (11)初级电感量:L p =V min ∗T on ∗10−6I max=217.756∗5.11∗10−60.4538=2.452(mH ) (12)②反馈绕组N2UC2845D8的工作电压为12V,加上整流二极管D213的管压降1.75V,反馈绕组N2的供电电压为13.75VV s1=12+1.750.4=34.375 (V ) (13) N 2=V s1∗T on ∗104B s ∗A e=34.375∗5.11∗1042000∗111.24=1756.5222.48=7.89 [取8 (匝)] (14)③次级绕组N3输出电压=24V,V L 滤波电感的压降=0.4V,V F 肖特基二极管的正向压降=1.75VV s3=24+0.4+1.750.4=65.375 (V ) (15)N 3=V s3∗T on ∗104B s ∗A e=2000∗111.24=3340.6222.48=15.01 [取15 (匝)] (16)N 3=V s3∗N pV max −2V ds=65.375∗94404.404−4=15.34 [取15 (匝)] (17)④次级绕组N5输出电压=12V,V L 滤波电感的压降=0.4V,V F 肖特基二极管的正向压降=1.75VV s5=12+0.4+1.750.4=34.375 (V ) (18)N 5=V s5∗T on ∗104B s ∗A e=34.375∗5.11∗1042000∗111.24=1756.5222.48=7.89 [取8(匝)] (19)⑤次级绕组N6输出电压=15V,V L 滤波电感的压降=0.4V,V F 肖特基二极管的 正向压降=1.75VV s6=15+0.4+1.750.4=42.875 (V ) (20)N 6=V s6∗T on ∗104B s ∗A e=2000∗111.24=2190.9222.48=9.84 [取10(匝)] (21)N 6=V s6∗N pV max −2V ds=42.875∗94404.404−4=10.06 [取10 (匝)] (22)四、过流保护电路的设计a.V 0 –V 1 R244=V 1 –V 2 R245=>V 0 –V 11=V 1 –V 21△V =V 1 –V 2 =V 0 –V 1b.V 0−V ref R249=V ref11R251+1R252V0=V ref(1+R249R252+R249R251)V0=V ref∗(1+5.110+5.11.5)V0=2.5∗(1+0.51+3.4)=12.275VI C=V0R244+R245=12V2K=6mA>5mAc.当负载加大时,V o↓→V ref↓→Vka(V2) ↑→△V=(V1−V2)↑光耦发光管I C↑→光耦三极管I f↑→PWM误差(控制)电压Ue↑→PW M 输出脉冲变宽↑→占空比D↑→抑制Vo降低。
当负载变小时,Vo↑→Vref↑→Vka(V2) ↓→△V=(V1−V2)↓→光耦发光管I C↓→光耦三极管I f↓→PWM误差(控制)电压Ue↓→PW M 输出脉冲变窄→占空比D↓→抑制Vo增加。
d.负载调整率得到改善,由于增加了光电反馈控制环节,在空载时输出电压与满载时的输出电压变动值减小,大大增加了输出电压的稳定度。
e.频率特性好,稳定幅度大。
在50kHZ和500KHZ的工作频率下,它的输出电压变化量为0.01％。
f.过流限制特性好。
若由于负载变动的原因而使输出电流剧增,当它超过标称电流的15％时,立即关闭输出,对电路进行保护。
g.过压保护和欠压锁定功能强,准确,灵敏度高。
h.有的电路设计中增加提升低频增益电路,用一个电阻和一个电容串接于控制端和输出端,来压制低频(100Hz)纹波和提高输出调整率, 即静态误差。
l.输出经过TL431(可控分流基准)反馈并将误差放大,TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分,而处在电源高压主边的光耦感光部分得到的反馈电压,用来调整一个电流模式的PWM控制器的开关时间,从而得到一个稳定的直流电压输出。