20170406-正激变换器的谐振去磁
正激电源谐振去磁
正激电源谐振去磁正激电源谐振去磁是电力系统中常见的一种技术，用于实现电力设备的无功补偿和电能质量的提高。
在电力系统中，电源的负载通常由电感元件和电容元件组成，而这两个元件之间的阻抗差异会导致电压的不稳定和无功功率的浪费。
通过正激电源谐振去磁技术，可以有效地解决这些问题。
我们来了解一下正激电源的基本原理。
正激电源是一种由谐振电路构成的电源系统，它由电容、电感和开关器件组成。
在正激电源工作时，电容和电感之间形成一个谐振回路，通过开关器件来控制电路的通断，从而实现对电路的调节和控制。
在正激电源谐振去磁过程中，主要是通过谐振回路中的电感来实现对系统无功功率的补偿。
当电容和电感之间的电压达到峰值时，开关器件将关闭，此时电容器上存储的电能会被释放到电感中。
由于电感的特性，电能将被转化为磁能，并储存在电感中。
当开关器件再次打开时，电感中的磁能将被释放出来，通过电容器和负载电感器之间的互感作用，实现对系统无功功率的补偿。
通过正激电源谐振去磁技术，可以实现对系统无功功率的补偿和电能质量的提高。
首先，正激电源谐振去磁可以将电容器上存储的电能转化为磁能，并储存在电感中，从而减少了系统中的无功功率浪费。
其次，通过电感的能量传递和释放，可以实现对系统无功功率的补偿，提高了系统的功率因数和电能质量。
正激电源谐振去磁技术在电力系统中具有广泛的应用。
例如，在变电站中，可以利用正激电源谐振去磁技术对变压器进行无功补偿，提高变电站的电能质量。
在电力电子设备中，正激电源谐振去磁技术可以用于对电容器进行无功补偿，减少电力电子设备的无功功率浪费。
正激电源谐振去磁技术是一种重要的电力系统技术，通过谐振回路中的电感，实现对系统无功功率的补偿和电能质量的提高。
它在电力系统中具有广泛的应用，可以有效地解决电力设备中的无功功率浪费问题。
正激电源谐振去磁技术的发展将进一步推动电力系统的高效运行和电能质量的提升。
正激式高频变压器设计公式
2
�
f s :为变换器的开关频率;
K :为变压器的窗口系数; 在三绕组去磁正激变换器中, D max
η 1 :为变换器在低限满载时的效率.
= 0.48 , KT = D max ≈ 0.69
Bm = ( B max Br ) / 2
( B max Br ) / 2 , B max p Bs
第 I,III 象限激磁/去磁的拓扑: Bm
= B max , B max p Bs
1
正激变换器中的高频变压器设计公式
J :为变压器原副边导线的电流密度( A / mm 2 ) ;
WaAc =
0.69 Po max × 10 6 (cm ) 4 Bmf sKJη1
在谐振去磁或有源去磁正激变换器中, D max
= 0.7 , KT = D max ≈ 0.84
Bm = BLeabharlann max0.84 Po max × 10 6 WaAc = (cm ) 4 Bmf sKJη1
显然,后者的变压器大小要比前者小.
正激变换器中的高频变压器设计公式
正激变换器中的高频变压器设计公式
张兴柱 博士 (1) :电路图
Vin
去磁 电路
ip (t)
vp (t ) Np
Φ
i s (t )
Vo
vs (t )
Ns
(2) :主要波形
v p (t )
三绕组去磁单正激
V in
dT
s
dT s T s V in
有源箝位正激
B (t ) Br
B
max
is (t ) I o
(3) :面积积公式
WaAc
=
KTPo max × 10 6 (cm ) 4 Bmf sKJη1
20170422-本周问题的参考答案
一：宁波宏阳朱春钢问题：（20170422）张老师，双管正激如果两个复位的二极管，反响恢复时间太长，会造成哪些影响？会炸机吗？参考的答案：(a) 原理图 (b) 典型的波形图1：二极管去磁双正激变换器参考答案如下： 1：图1 是二极管去磁双正激变换器的原理图和其变压器的典型波形；其中)(t i m 是变压器原 边激磁电感上的电流波形；2：在S1、S2截止时，因激磁电流不能突变，故两个去磁二极管会正偏导通，其导通时的 电流即为)(t i m 在s T D ′间隔的这部分电流，从波形看，这个电流在s T D ′间隔中会降到零， 因此两个去磁二极管属于电流过零的自然关断（ZCS ）；3：只要最大占空比max D 的设置合理，能够保证变压器满足伏秒平衡定律，也即上图波形)(t v Lm 在低限、限流点时也能有一个合理的死区，那么二极管因为能够实现ZCS 关断，原理上不会有一般二极管中存在的反向恢复问题，所以对这两个去磁二极管的要求可以 适当放低，但实际应用中一般还是会选用快恢复二极管；4：按上面要求设置max D （考虑到寄生参数等，最大可取0.48），选择电压符合要求，电流 较小的快恢复二极管作为去磁二极管，电路不会炸机。
理论上两个去磁二极管只要是开 关二极管就行，因为它们能够实现ZCS 关断，但实际应用中还是要选用快恢复二极管； 5：你说的问题如果存在，也有可能是电路其它部分设计不合理所引起的。
有一个办法可以检查是否两个去磁二极管所引起的：将D1断开，开环调试原边电路， 这个时候因为变压器没有传输功率，因此其原边的波形就如图1(b)所示的完全一样，看 看采用不同反向恢复时间的快恢复二极管来作为去磁二极管，如果要炸机，在这个实验 中就会炸机，如果在这个实验中，没有炸机，就说明你所碰到的炸机现象不是去磁二极 管所导致的，而是电路的其它部分设计部合理所导致的。
二：无锡海德电子朱慧问题：（20170428）张博士，你好！请问一个产品上两个独立工作的120w 反激电源，两颗一样的IC 之间的频率差异会产生干扰吗，怎么同频？或者用两颗不同的IC是否可以？（一个pfc+两个dc-dc）参考答案如下：1：当两个没有同步的DC-DC在输入并联，输出独立（或者并联）时，会有一种叫拍频（差频）的信号存在，这种拍频信号的频率是两个DC-DC的开关频率之差，当两个开关频率很接近，但又不相同时，该拍频信号的频率非常低，这个信号会在输出端产生一个极低频率的纹波，如不能满足纹波要求的话，对其滤波就非常困难；2：两颗完全一样的IC之间，因为振荡参数R、C有误差，其产生的频率肯定会不一样，因此在一个产品上无论是并联，还是独立工作，均会有拍频纹波产生，只要该纹波能够满足规格要求，一般可以不同步，如果这个拍频纹波很大，则就要对其进行同步控制；3：大部分的PWM IC都可以通过外部电路来实现同步，如UC3842~UC3845，但必须采用同样的IC。
20170608-谐振去磁正激变换器的稳态分析
谐振去磁正激变换器的稳态分析普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士图1是谐振去磁正激变换器和它的稳态分析电路。
图2是在忽略输出电压开关纹波条件下的(t V g )(t(t V g )t(a) 原理图 (b) 稳态分析用电路图1 谐振去磁正激变换器和它的稳态分析电路CCM图2 谐振去磁正激变换器在CCM 下的典型波形当谐振去磁正激变换器工作在CCM 稳态时，在一个开关周期内共有四个不同的工作模式，每个工作模式的等效电路如图3所示，各模式的工作原理为：(a)： 模式 [1] (b)：模式 [2](c)： 模式 [3] (d)： 模式 [4]图3 CCM 下的三个等效电路模式[1]：D1与D2换流模式，[t 0-t 1]：该模式从主管S 关断开始，到续流二极管D2导电结束。
时间很短， 该区间内的激磁电流和副边折射至原边的电流一起对Cc 和Coss 充放电，至变压器原边电压等于零. 模式[2]：续流模式(1)[谐振去磁模式]，[t 1-t 2]该模式从二极管D1关断，D2开通开始，至去磁结束为止。
此时副边是续流阶段，原边是去磁过程，它的去磁由激磁电感与等效电容Ce 的谐振实现，这也是谐振去磁名称的由来。
其中：2N C C C C d c oss e ++=模式[3]：续流模式2 [t 2-t 3]该模式从原边去磁完成开始, 到开关管S 的触发导通结束，副边仍为续流模式。
模式[4]: 传能模式[t 3-T s ]该模式从主管导通开始，到其关断结束， 此区间内输入向输出传递能量，原边激磁电感电流线性增加。
从CCM 模式下的理想稳态波形，根据输出滤波电感上的稳态伏秒平衡定律，即s o s o gT D V DT V NV )1()(−=− 可得与三绕组去磁正激变换器完全相同的输入/输出稳态关系。
但经推导，其还有一些如下的关系：模式[1]的时间间隔：NI V C C t t t o goss c /I )(1m 011+×+=−=∆ （1）模式[2]的时间间隔：mt t t ωπ=−=∆122 （2） 模式[3]的时间间隔：21233)1(t t T D t t t s ∆−∆−−=−=∆ （3） 激磁电感电流的幅值：mso m s g L T NV L dT V 22I I 2m 1m ×=×=−= （4） 其中：em m C L 1=ω，模式[4]的时间间隔即为控制间隔s DT ，1t ∆一般很短，通常可忽略不计。
20170408-四种去磁正激变换器的比较
2
Ns
D2
Vc Np
Dc
Ns
D2
Vg
Dc
S
S
(c): 三绕组去磁
(d): RCD 去磁
2：变压器电压波形的比较：
Vg Tm/2 DTs Ts Ts
(a) 谐振去磁 (b) 有源去磁
Vg
DTs
Vcp
-Vc1
Vg
Vg
DTs
-Vg Ts
DTs Ts
三绕组去磁 (d) RCD
-Vc1
(c)
去磁
1
3：变压器一个开关周期内 BH 回线的比较：
B
Bsat
B
Bsat
∆B
im = Hl / Np
∆B
im = Hl / Np
vgs
Im 1
Im
Im 2
im
vgs
Im 1
Im = 0
Im 2
im
t
t
t
t
(a)谐振去磁
B
Bsat
(b)有源去磁
B
∆B
Bsat
∆B Br
im = Hl / Np
im = Hl / Np
vgs
im
vgs
Im 1 Im
Im 2
有源去磁
三绕组去 磁
0.6~0.7 左 右效率最 高,可实现 ZVS。 0.48 左右, 效率较低。
最复杂
较不 可靠
简单
最可靠
RCD 去磁
0.6~0.7 左 右,效率最 低。
较简单
较可靠
有关谐振去磁和有源去磁正激变换器的工作原理、详细分析、参数设计、优缺点比较和典型 的应用等等，将会在后面再行介绍。im Nhomakorabeat
20170407-正激变换器的有源去磁
正激变换器的有源去磁普高（杭州）科技开发有限公式张兴柱博士图1：有源去磁基本正激变换器图2：有源去磁基本正激变换器的等效电路图2(a)是图1(a)的分析用等效电路，仔细观察后，可以发现去磁电路的Cc、Sc和激磁电感、开关S及输入构成一个等效的Buckboost电路，如图2(b)所示，其负载为空载。
所以激磁电感电流的平均值为零，因辅助开关Sc是一个双向开关，故激磁电感的典型波形如图3(a)所示，其仍为CCM，因此有源去磁也可看成是RCD去磁的一个特例，但没有RCD中的去磁损耗。
在忽略开关S与辅助开关Sc的死区及去磁电容电压的开关纹波后，典型的电路波形可简化成图3(b)所示。
该去磁电压与RCD 去磁在CCM 下的去磁电压完全一样，故其开关S 的稳态电压应力也与RCD 一样较低，其最大占空比也没有限制，同样可设置成大于0.5。
在有源去磁正激变换器中的去磁电容和激磁电感，可按去磁电容上的开关电压纹波要求来选取。
通过推导（见后续文章），可知去磁电容的开关电压纹波为：22)1(8s c m cc T D C L V V −=∆所以如取)%5~1()1(8122min max=−=∆s cm cc T D C L V V ，并假定 3.0min =D ，便有：s s ccm mf f D VcV C L f ）（71~161)1(2821min (max)≈−∆==′ππ 故当激磁电感确定后，便可按s m f f ）（71~161=′去选择一个去磁电容c C 。
这种参数设计的有源去磁正激变换器，其在开关S 和二极管D1上的电压尖峰比采用谐振去磁的正激变换器要小很多，所以可选择电压额定更低的功率器件，因此有源去磁正激变换器比谐振去磁正激变换器能够实现更加好的稳态性能。
但由于其引入的谐振频率m f ′远比开关频率低，所以它的小信号动态性能比谐振去磁正激的要差许多。
有关有源去磁正激变换器的工作原理、详细分析、参数设计、优缺点比较和典型的应用等等，将会在后面再行介绍。
正激电路调试手册
VRBD-40W调试手册一、VRBD-40W产品1、产品的详细技术要求：参考VRB-D-40W黑/白盒测试要求2、40W产品生产工艺要求二、正激变换器的分析（谐振去磁）1、谐振去磁正激变换器的原理图2、谐振去磁正激变换器的典型波形VgsVdsVinVq4Vq2I l1In13、 一个开关周期内的等效电路原边开关管导通等效电路Vo原边开关管截止等效电路4、 稳态关系三、谐振去磁变换器的设计(具体设计方法和步骤参考正激设计流程1.2) 1、 稳态设计规格输入电压范围：8.5V （9—18V ） 17V(18—36) 34V(36—75V)输出负载范围：0.8--8A （3.3V/5V ） 0.333—3.334A （12V ） 0.267—2.667A （15V ） 输出电压纹波+噪声：50mV Vp-p(3.3V/5V) 75mV Vp-p(12V/15V) 功率级满载效率：参考VRB-D-40W 技术手册 开关频率：300KHZ （3.3us ） 2、 确定Dmax ：0.5<D<0.65 3、 计算2次输出电压Vs ：DV Vo s= 4、 计算匝数比N ：VV sin N =5、 计算满载时的最小占空比Dmin:η**(max)minV Din oN =6、 功率变压器的设计6.1、功率变压器的工艺要求、认证、库存 6.1、计算原边、副边的匝数BTA D V Ne in pΔ≥***max (min)Ns=N*Np对Np 、Ns 取整，再计算最大占空比DmaxNV N V D sin po**(min)max=6.2、计算原边、副边的线规Irms s )( =DIo maxmax*Irms p )( = NN DI pso **maxmaxJI r rms p p *14.3)(=JIr rms s s *14.3)(=Dr nppp*2=Dr nsss*2=其中rp 、rs 分别表示原边副边所需绕线的最小半径 Dp 、Ds 分别表示所选原边副边所需绕线直径 np 、ns 分别表示原边副边绕线股数 J 表示电流密度 6.3、计算磁芯的BmAN TD V B p ein m***max (min)==ΔΒ6.4、计算功率变压器的损耗和温升N L N T D V sp pin s****max (min)=ΔΙ变压器次级变化电流ΔΙ−=22max )(s o s a I I 电流中值DI Is a dc s max)()(*= 次级直流电流有效值)12)1(*(*2max2)(max )(ΔΙ+−=s s a ac s D I DI次级交流电流有效值NN I I psdc s dc p *)()(= 初级直流电流有效值NN I Ipsac s ac p *)()(=初级交流电流有效值R I R I P ac ac p dc dc p p cu **2)(2)()(+= 初级铜损 R I R I P ac ac s dc dc s s cu **2)(2)()(+= 次级铜损V B fP e nmfe K ***= 铁损，k,m,n,Ve 等参数有磁心材料和形状等决定，此处K=1.32*10-5 m=1.82 n=2.59 Ve=470mm 37、 输出滤波电感的设计7.1、计算输出滤波电感的电感量I D V ooT L *)1(**min λ−≥7.2、计算电感的匝数AlLN L =7.3、计算磁芯的BmA D VB LeomT**)1(*min −=ΔΒ=7.4、计算电感的损耗和温升LD VLoLT*)1(*min −=ΔΙ2*min)(ΔΙ−=L o oL p DP I2)()()(ΔΙ=−=L L p L a dc L I II12)(ΔΙ=Lac L IR I R I P ac ac L dc dc L L **2)(2)(+=V B f P e nmfe K ***=8、 原边开关的设计8.1、稳态电流应力NIIo peak ds maxmax )(=NI D I o ave ds maxmaxmax)(*=NI D Io rms ds maxmaxmax )(*=8.2、稳态电压应力V D V D Vin in peak ds (max)max (min)maxmax )()1(*2**+−Π=9、 副边整流二极管（同步整流管）的设计9.1、稳态电流应力I I o peak ds max max )(=I D I o ave ds max max max )(*= I DIo rms ds max maxmax )(*=9.2、稳态电压应力)1(*2**max (min)maxmax )(D V D Vin peak ds −Π=10、副边续流二极管（同步整流管）的设计10.1、稳态电流应力I I o peak ds max max )(=I D Io ave ds max min max )(*)(1−=I DIo rms ds max minmax )(*)1(−=10.2、稳态电压应力NVV in peak ds (max)max)(=11、输出滤波电容的设计11.1、计算输出滤波电容的电压ηV Vo peak c =)( V o ：输出电压 η：降额系数11.2、计算输出滤波电容的电容量和等效串联电阻 VC fI C so Δ=≥**8*maxmin λλ:电感电流纹波系数，一般取0.1—0.2 I omax ：输出最大电流值 f s ：电源工作频率ΔV ：输出电压纹波值 I ESR o VESR maxmax *λΔ=≤ESR max ：输出电容最大串联等效电阻从以上可以看出：减小输出电容ESR ，可以有效地减小输出电压纹波 12、去磁电路的参数的设计12.1、实测变压器的原边激磁电感Lm将输出端短路测试原边漏感Lg(原边漏感加副边漏感折算过来的感量之和) 12.2、计算去磁用的等效谐振电容C Lmf *)**2(1C 2π=f ：开关频率 注：C 由两部分组成，一是MOS 管的结电容，一是并结在MOS D 、S 极间的电容12.3、主MOS 管短路Vds 计算设短路时副边电感电流为I o ，变压器匝比为N ，谐振电容为C ，原边短路电流为I p ，特征阻抗为R ，则有：CLg =R NI I o p =R I V p *=注：此时算出的V 比实际测试数据要大，因此只要此计算值可以满足降额条件，测试一般都可以通过。
正激变换器工作原理资料讲解
NR
NP
VinDm ax fsBAe
(41)
NS
Vout V D fsBAe
(42)
正激变换器 28
四、举例介绍
正激变换器 29
此课件下载可自行编辑修改，仅供参考！ 感谢您的支持，我们努力做得更好！谢谢
到Tr时刻后, 所有绕组中电流为零, 电压也为零.
Q上的电压: VQ Vin
正激变换器
6
2.1. 输入端电流电压关系
UP,IP
P inV in IinU P(rm )IP s(rm ) (s1)
UP Vin UP(rm )s D UP D Vin (2) UP(av)eDP UDiV n
IP(rm)s DIP
由磁链公式 NLm Iax, 可得
NL
2Lf Iout Ae Bm
(31)
正激变换器 24
NR
Vin
NP NS D1
Lf
Vout
三. 元器件的选择
UP
US D2 Cf
5. 变压器的设计
Q A.选定磁芯材料和型式---
根据工作频率,磁化形式,传输功率,线圈绕组的绕制等要求, 以及磁芯的磁化曲线,供货情况等来确定磁芯材料.
为此,一般取电感量Lf为额定电流临界连续的电感量Lfmin的1.3倍.
iLf
iS(1D)LV f(m D inVo u)T t s 2Io u t(26)
正激变换器 20
NR
Vin
NP NS D1
Lf
UP
US D2 Cf
Q
Vout
三. 元器件的选择
4. 滤波电感Lf的设计 A, Lf电感量的确定(续)
Vin反向加在复位绕组W3上, 故磁通减小:
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
(a): 电路原理图 (b): 变压器电压及激磁电流波形
图1：包含寄生参数的基本正激变换器
(a): 电路原理图(b): 变压器电压及激磁电流波形
图2：在Coss上并联一个电容Cc的正激变换器
C所得。
其中图2(a)是在图1(a)的基本正激变换器上，通过在S两端并上一个外加的电容c
并上合适的电容c C 后，可以降低S 截止时的变压器激磁电感m L 与总电容c oss r C C C +=的谐振频率，同时降低谐振时的特性阻抗r
m o C L Z =
，使得谐振间隔内，变压器上反向电压的
峰值大大减小（就可以选择更低电压额定的MOSFET S1和二极管D1），如图2(b)所示。
这种在基本正激变换器之开关S 的两端，外并一个合适的电容c C ，
通过变压器激磁电感m L 和电容r C 的谐振，来保证正激变换器在S 截止时，变压器上所产生的反向去磁伏秒与S 导通时，在变压器上所产生的正向伏秒的平衡，及获得最好稳态性能的方法，称为谐振去磁，所组成的变型正激变换器被叫作谐振去磁正激变换器。
实际应用中，这个外加的谐振去磁电容r C ，还可以与变压器原边的激磁电感并联，或者与副边的整流二极管并联，其电路结构分别如图3(a)和图3(b)所示。
(a): 与变压器原边并联 (b): 与副边整流二极管并联
图3：另外两种结构的谐振去磁正激变换器。