第五章--单相并网逆变器

第5章单相并网逆变器后级的DC- AC部分，采用单相全桥逆变电路，将前级 DC- DC输出的400V 直流电转换成220V/50Hz 正弦交流电，完成逆变向电网输送功率。

光伏并网逆变器实现并网运行必须满足要求：输出电压与电网电压同频同相同幅值，输出电流与电网电压同频同相（单位功率因数），而且其输出还应满足电网的电能质量要求，这些都依赖于逆变器的有效并网控制策略。

光伏并网逆变器拓扑结构按逆变器主电路的拓扑结构分类，主要有推挽逆变器、半桥逆变器和全桥逆变器。

5.1.1推挽式逆变电路推挽式逆变电路由两只共负极的功率开关元件和一个原边带有中心抽头的升压变压器组成。

它结构简单，两个功率管可共同驱动，两个开关元件的驱动电路具有公共地，这将简化驱动电路的设计。

U图5-1 推挽式逆变器电路拓扑推挽式电路的主要缺点是很难防止输出变压器的直流饱和，另外和单电压极性切换的全桥逆变电路相比，它对开关器件的耐压值也高出一倍。

因此适合应用于直流母线电压较低的场合。

此外，变压器的利用率较低，驱动感性负载困难。

推挽式逆变器拓扑结构如图5-1 所示。

5.1.2半桥式逆变电路}半桥式逆变电路使用的功率开关器件较少，电路结构较为简单，但主电路的交流输出电压幅值仅为输入电压的一半，所以在同等容量条件下，其功率开关的额定电流要大于全桥逆变电路中功率元件额定电流，数值为全桥电路的2 倍。

由于分压电容的作用，该电路具有较强的抗电压输出不平衡能力，同时由于半桥式逆变电路控制较为简单，且使用元件少、成本低，因此在小功率等级的逆变电源中常被采用。

其主要缺点是直流侧电压利用率低，在同样的开关频率下电网电流的谐波较大。

图5-2 半桥式逆变器电路拓扑5.1.3全桥式逆变电路全桥逆变电路可以认为是由2 个半桥逆变电路组成的，在单相电压型逆变电路中是应用最多的电路，主要用于大容量场合。

在相同的直流输入电压下，全桥逆变电路的最大输出电压是半桥式逆变电路的2 倍。

这意味着输出功率相同时，全桥逆变器的输出电流和通过开关元件的电流均为半桥式逆变电路的一半。

本文采用的是单相全桥式逆变器，其拓扑结构如图5-3 所示，它结构简单且易于控制，在大功率场合中广为应用，可以减少所需并联的元件数。

其不足是要求较高的直流侧电压值。

图5-3 单相全桥逆变器电路拓扑光伏并网逆变器的控制光伏并网逆变器按控制方式分类，可分为电压源电压控制、电压源电流控制、电流源电压控制和电流源电流控制四种方法。

以电流源为输入的逆变器，其直流侧需要串联大电感提供稳定的直流电流输入，但由于此大电感往往会导致系统动态响应差，因此当前大部分并网逆变器均采用以电压源输入为主的方式，即电压型逆变器。

采用电压型逆变主电路，可以实现有源滤波和无功补偿的控制，在实际中已经得到了广泛的研究和应用，同时可以有效地进行光伏发电、提高供电质量、减少功率损耗，而且可以节省相应设备的投资。

\市电系统可视为容量无穷大的定值交流电压源，如果光伏并网逆变器的输出采用电压控制，则实际上就是一个电压源与电压源并联运行的系统，这种情况下要保证系统的稳定运行，就必须采用锁相控制技术以实现与市电同步，在稳定运行的基础上，可通过调整逆变器输出电压的大小及相移控制系统的有功输出与无功输出。

但由于锁相回路的响应较慢、逆变器输出电压值不易精确控制，可能出现环流等问题，如果不采取特殊措施，一般来说同样功率等级的电压源并联运行方式不易获得优异性能。

如果逆变器的输出采用电流控制，则只需控制逆变器的输出电流以跟踪市电电压，即可达到并联运行的目的。

由于其控制方法相对简单，因此使用比较广泛。

综上所述，本文设计的光伏并网逆变器采用电压源输入、电流源输出的控制方式。

5.2.1正弦波脉宽调制技术PWM(Pulse Width Modulation)控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术。

即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需波形。

PWM控制技术在逆变电路中的应用最为广泛，对逆变电路的影响也最为深刻。

现在大量应用的逆变电路中，绝大部分都是PWM型逆变电路，可以说PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才发展得比较成熟，才确定了他在电力电子技术中的重要地位。

在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。

冲量即窄脉冲的面积。

这里所说的效果基本相同，是指环节的输出波形基本相同。

如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。

这也是PWM技术的理论基础。

图5-4 双极性PWM控制原理图当正弦基波电压的瞬时绝对值大于三角波电压值时，逆变器开关元件导通，反之开关元件截止。

与双极性控制方式相比，单极性控制从输出电压波形上看，其通断频率等效地增加了一倍，而电压跳动量减小了一倍。

该电压波形用傅立叶级数展开时不包含偶次谐波，在输出电压的频率谱上，最低次谐波以两倍于开关频率（即三角波频率）的频率出现，使得谐波含量比起双极性来要小。

因单极性控制优点突出，所以运用范围广泛。

正弦波脉宽调制控制方法的特点是，开关元件的开关频率等于三角载波的频率；输出波形中含有谐波频率固定，滤波器设计简单；软件实现相对复杂，电流响应相对于瞬时值比较方式较慢。

》5.2.2逆变器控制方案逆变电路采用了通用的全桥逆变电路，可以在较大输入电压范围内工作。

在这一级将前级送来的直流电能通过SPWM调制成与电网电压同频同相的交流电流形式送入电网。

在该逆变环节，输入侧采用电压方式，而输出控制上，由于电网电压可视为无穷大的定值交流电压源，如果光伏并网逆变器的输出采用电压控制，实际上就是一个电压源与电压源并联，这样有可能出现环流等问题。

而采用电流控制方式，一则只要控制逆变器的输出电流跟踪电网电压，控制方式比较容易操作。

由于电网可以被看作功率为无穷大的电压源，因此，宜采用电流源型的逆变装置进行并网发电。

由于流过电感 L 上的电流不能突变，可以采用电流反馈闭环控制的方法来调节电流。

将并网电流的正弦波给定值与实际并网电流相比较，误差信号经过控制器处理后，产生相应的SPWM 信号，控制功率器件的开通与关断，从而使逆变器输出电流与电网正弦波电压同频同相。

本设计中采用直接电流控制。

根据直接电流控制的概念，对于并网型逆变器来说为了获得与电网电压同步的给定正弦电流波形，通常用电网电压信号乘以电流有功给定，产生正弦参考电流波形，然后使其输出电流跟踪这一指令电流。

具有控制电路相对简单、对系统参数的依赖性低、系统动态响应速度快等优点。

图5-5是并网系统的电流控制框图。

图中'0i 为电流给定信号，0i 是实际的并网电流，)(S G IC 是电流控制环节,)(S G INV 是逆变环节，)(S G T 是滤波环节。

在图5-5中，取并网电流0i 为状态变量，则有)()()(0S G U U S I T grid INV -= （5-1）i i￥图5-5 电流控制框图设计采用L 滤波，滤波环节传递函数可以写成：Lss G T 1)(= （5-2） 则上式（5-1）可写成：()grid INV U U Lss I -=1)(0 （5-3）i 0i图5-6 电流控制框图则有Lss T s W s oi )12(1)(+= （5-4）设。

()s s K s W i i pi pi ττ1)(+= （5-5）为强调系统的跟随性能，使并网电流能够较好的跟随并网电压，将系统校正为典型 型系统按照跟随性和抗扰性都较好的原则，取h=5则4510510525--⨯=⨯⨯⨯=∑=n n hT σ 加入校正环节系统的开环传递函数为：()()()LSS T S S K S W S i i pi pi 1211+⨯+=ττ （5-6） 则系统的开环增益为： 1083221025252151025104.5321---⨯⨯⨯+=⨯⨯⨯⇒+=pi i piK T h h L K τ 解得34.6=pi K 逆变器主要参数设计.5.3.1滤波电感的选择交流侧滤波电感的大小一方面对输入电流的开关纹波有影响，另一方面也影响实际电流的跟踪速度，所以此系数的选择直接影响系统的工作性能。

直流侧电压选定后，交流侧电感设计，对电源电流波形有很大影响。

交流侧的电感的作用在于：1)有效的抑制了输出电流的过分波动；2)滤波作用，将开关动作所产生的高频电流成分滤除；3)由于输出电感的存在，输出电流s i 以的基波分量1N i 在其上产生一个电压降，1N f i L J ω，这样，变换器的输出电压0U 的基波01U ，和电网电压N U 之间将产生一个位移量Φ，通过PWM 控制开关管使变换器的输出电压代满足矢量关系，这样在理论上可以实现输出电流与电网电压同频同相，功率因数为1。

因此对电感值的选取，应从两个方面考虑：1)电流的纹波系数，2)逆变器输出电压的矢量关系。

输出滤波电感的值直接影响着输出纹波电流的大小。

由电感的基本伏安特性可得：dt L t U i onT FL ⎰=∆0)( （5-7） 其中)(t U L 为电感两端电压，考虑到当输出电压处于峰值附近时，即nma U U =0时，电感电流的纹波最大，设开关管的开关周期为T ，占空比为D ，则：f n L U i max =∆ （5-8） ？根据电感稳定工作时伏秒平衡原理可得：T D U U DT U n dc n )1)((max max --= （5-9）式中dc U 为前级DC-DC 变换输出电压。

dcn dc n f IU T U U U L ∆-=)(max max （5-10） 本设计中，V U n 3112202max =⨯=，A I n 15=，V U dc 400=，开关管的工作频率为10KHz ，取电流的纹波系数15.0=i r 代入上式可求得：()mH L f 1.340015.015101.0311*******=⨯⨯⨯⨯-⨯=- 为保证电感电流实际纹波n i I r i ≤∆，则电感选取mH L f 1.3≥由逆变器输出电压矢量关系...0n n f U I L j U +=ω （5-11） 由上式可知，其幅值满足：】()2220n f n I L U U ω+= （5-12） 根据正弦调制理论可知：dc U U α=0 （5-13）式中调制比-α，1≤α。

将（5-9）代入（5-10）得：()222n f n dc I L U U ω+≥ 整理得到：n n dc f I U U L ω22-≤（5-14）代入计算得：mH L f 4.53≤综上，滤波电感的取值范围为：mH L mH f 4.531.3≤≤。

在实际设计过程中，由于电感的体积、成本等因素的影响，一般只需考虑电感的下限值，即稍大于下限值即可。