数字电路课后习题答案第二章
(完整版)数字电路与逻辑设计课后习题答案蔡良伟(第三版)
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3-10
求减数的补码，然后与被减数相加即可。电路图如下：
3-11
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（1）
（2）
（3）
（4）
（5）
（6）
（7）
（8）
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(1)真值表：
（2）电路图
3-14
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第四章习题
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4-2
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RSDRSJK RST
4-11
(1)转换真值表
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××××
××××
××××
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1×0×1×0×
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0×0××0×1
0××1 1×1×
数字集成电路分析与设计 第二章答案
CHAPTER 2P2.1. a) The solution for the NMOS case is based on Example 2.4: The equation for V T0 is: 02BT FB F OXQ V V C φ=-- Calculate each individual component.1710()1362OX 077200611196310ln 0.026ln 0.44 V 1.4100.440.550.99 V 4 3.510 F/cm1.610 F/cm 310310/0.188 V 1.610610 1.6100.1.610i FpA GC Fp G gate OXB B OX OX OX n kT q NC Q Q C cmC Q C φφφφεε-------⨯==-=-⨯=-=--=-==⨯=⨯⨯=⨯==⨯⨯⨯⨯==⨯TO 06 V V 0.99(0.88)(0.188)0.0600.018 V=------=+ For the PMOS device:1710()77200611196TO 310ln 0.026ln 0.44 V 1.4100.440.550.99 V 310310/0.188 V1.610610 1.6100.06 V 1.610V 0.99(0.88)(0.188)0.0600.138 D Fn i GC Fn G gate B B OX OX OX N kT q n Q Q C cmC Q C φφφφ-----⨯===⨯=-=+=+⨯=⨯==⨯⨯⨯⨯==⨯=---=-Vb) The magnitude of V T0 would be higher. Since the device is PMOS this means that V T0 islowered. Since the only thing that’s been changed is the doping of the gate, only G φ changes. The new V T0 then becomes:00.110.880.1880.6 1.24V T V =----=-c) Since V T0 will be adjusted with implanted charge (Q I ):60.40.0180.382(1.610)(0.382)IOXIOXI Q C Q V C Q V -=-==⨯To calculate the threshold implant level N I :I I I I qN Q Q N q==For the NMOS device from part(a):6122190.610 3.8210/1.610I I Q N ions cm q --⨯=-=-=⨯⨯ (p-type) For the PMOS device from part(a):612219(1.610)(0.40.138)2.6210/1.610I I Q N ions cm q --⨯-=-=-=⨯⨯ (n-type) For the PMOS device from part(b):612219(1.610)(1.240.4)8.410/1.610I I Q N ions cm q --⨯-=-=-=⨯⨯ (p-type)d) The advantage of having the gate doping be n + for NMOS and p + for PMOS could be seen from analysis above. Doping the gates in such a way leads to devices with lower threshold voltages, but enables the implant adjustment with the same kind of impurities that used in the bulk (p-type for NMOS and n-type for PMOS). If we were to use the same kind of doping in gate as in the body (i.e. n + for PMOS and p + for NMOS) that would lead to higher un-implanted threshold voltages. Adjusting them to the required lower threshold voltage would necessitate implantation of the impurities of the opposite type near the oxide-Si interface. This is not desirable. Also, the doping of the poly gate can be carried out at the same time as the source and drain and therefore does not require an extra step.P2.2. First, convert ox t to units of cm:810100cm222210cm 10ox t -=⨯=ÅÅNow, using the mobility equation:()()20 1.8568130/V70cm0.8114102210pep nGS T ox cm V s V V t μμθ--==≈⎛⎫⎛⎫-+ ⎪⎪+ ⎪⎝⎭⎝⎭P2.3. a) For each transistor, derive the region of operation. In our case, for 0V,0.4V GS V =, thetransistor is in the cutoff region and there is no current. For 0.8V,1.2V GS V =, firstcalculate the saturation voltage Dsat V using:()GS T C DSAT GS T C V V E L V V V E L-=-+For our transistors, this would be:Next, we derive the IV characteristics using the linear and saturation current equations,we get the graphs shown below.IV Characteristic of NMOS01020304050607000.20.40.60.811.2Volts (V)C u r r e n t (u A )IV Characteristic of PMOSVolts (V)C u r r e n t (u A )To plot DS I vs. GS V , first identify the region of operation of the transistor. For GS T V V <, the transistor is in the cutoff region, and there is negligible current. For GS T V V > and GS DS V V ≤, the transistor is in the saturation region and saturation current expression should be used. The graphis shown below. Clearly, it is closer to the linear model.Ids vs. Vgs of NMOS010********607000.20.40.60.811.21.4Vgs (V)I d s (V )P2.4. For each transistor, first determine if the transistor is in cutoff by checking to see if V GS isless than or greater than V T . V T may have to be recalculated if the source of the transistor isn’t grounded. If V GS is less than V T , then it is in cutoff, otherwise, it is in either triode or saturation.To determine if it is in the triode saturation region, check to see if V DS is less than or greater than V DSAT . If V DS is less than V DSAT , then it is in triode, otherwise, it is in saturation. a. Cutoff00.200.2V0.4V GS G S T T GS TV V V V V V V =-=-===∴<b. Cutoff01.2 1.20V0.4V GS G S T T GS TV V V V V V V =-=-===∴<c. Linear01.20 1.2V0.4V GS G S T T GS TV V V V V V V =-=-===∴>The transistor is not in the cutoff region.()()()()()()1.20.460.20.48V 1.20.460.20.2V GS T C DSATGS T C DS DS DSATV V E L V V V E L V V V --===-+-+=∴<d. Saturation: In this case, because D G V V > the transistor is in the saturation region. To see this, recognize that in a long-channel transistor if D G V V >, the transistor is in saturation. Since the saturation drain voltage Dsat V is smaller in a velocity-saturated transistor than in a long-channel transistor, if the long-channel saturation region equation produces a saturated transistor, than the velocity-saturated saturation region equation will also.P2.5. In both cases, the first step it to calculate the maximum value of X V given G V . If thevoltage at the drain is higher than this maximum value, then ,max X X V V =, otherwise,X D V V =. The maximum value of X V is G T V V - but 0T T V V ≠ because of body effect andwe consider its effect.(),max 0001.20.40.988X G T G T G T G T V V V V V V V V V γγγγ=-=-+=--=--+=--=-There are two ways to calculate this, either through iteration or through substitution. Iteration:For the iteration method, we need a starting value for V X,max . A good starting value would be 0 1.20.40.8V G T V V -=-=. We plug this value on the RHS of the equation, calculate a new V X,max and repeat until we reach a satisfactory converged value.Old Vx,max New Vx,max 0.800 0.728 0.728 0.734 0.734 0.734In this, only three iterations are needed to reach 0.734V. Substitution:The term makes things a bit tricky, we get around this by making the following substitution:2,max 2,max 0.880.88X X x V V x =+∴=-Therefore:,max 220.9880.880.98800.2 1.87X V x x x =--=-=+-2,max 1.27, 1.470.880.733,1.28X x V x ===-=-= We use the first value since second value is above V DD . a. Since ,max D X V V >, ,max 0.733V X X V V ==. b. Since ,max D X V V <, ,max 0.6V X X V V ==. P2.6.a. Initially, when 0V in V =, the transistor is in the cutoff region and 0V X V =. Thisvalue is constant until V in exceeds V t 0. From then, X in T V V V =- and body effect must be taken into account. This trend continues until 0.7V X D V V ==, and the value of V inat that point must be calculated. From then on, 0.7V X D V V ==. To plot V X in the second region, we first derive an expression for V X vs. V in.(),max 0000.40.212X G T G T in T in T in in V V V V V V V V V V V γγγγ=-=-+=---=--=--=--Substituting:2,max2,max 0.880.88X X x V V x =+∴=-Therefore:,max 220.2120.880.21200.20.66X in in in V V x V x x V =---=--=+--220.880.88XxV x====-=-⎝⎭Since this is a quadratic function, there will be two graphs of V X. Only one of thesegraphs intersects with V X in the first region. In this case, plug 0.4inV= and see which one gives 0V. In our case, it would be the ‘+’ version of the quadratic.To see where region 3 begins, we simply isolate V in:()()()22220.880.2 2.710.2 2.71440.2 2.711.16V4XinVV=-⎝⎭-+-==+-==The final graph is shown in Figure 错误！未找到引用源。
数电阎石第五版习题答案_第二章、第四章
数电阎石第五版习题答案_第二章、第四章在学习数字电子技术这门课程时，阎石教授编写的第五版教材是许多同学的重要参考资料。
而其中的习题对于我们巩固知识、提升能力更是起到了关键作用。
接下来，让我们一起深入探讨第二章和第四章的习题答案。
第二章主要涉及逻辑代数基础。
逻辑代数是数字电路分析和设计的重要工具。
在这一章的习题中，我们首先要熟练掌握基本的逻辑运算，包括与、或、非、与非、或非、异或和同或等。
对于这些运算，我们需要清楚它们的真值表、逻辑表达式以及逻辑符号。
例如，有这样一道习题：已知逻辑函数 F ＝ A ＋ BC，求其反函数。
我们知道，求反函数的方法是将原函数中的与运算变为或运算，或运算变为与运算，0 变为 1，1 变为 0，同时原变量变为反变量，反变量变为原变量。
那么，F 的反函数 F' ＝（A' ·（B' ＋ C'））。
在处理逻辑函数的化简问题时，我们可以运用公式法、卡诺图法等多种方法。
公式法需要我们牢记各种逻辑代数的公式和定理，如摩根定律、吸收律等。
而卡诺图法则更加直观，通过将逻辑函数填入卡诺图，然后根据相邻最小项合并的原则进行化简。
再比如，给定一个复杂的逻辑函数 F ＝ AB ＋ A'C ＋ BC'，我们用卡诺图来化简。
先画出四变量的卡诺图，将函数中的各项对应填入，然后可以发现相邻的最小项可以合并，最终化简得到 F ＝ A ＋ C 。
在第二章的习题中，还会涉及到逻辑函数的表示方法及其相互转换。
逻辑函数可以用真值表、逻辑表达式、逻辑图、卡诺图等多种形式表示。
我们需要能够熟练地在这些表示方法之间进行转换。
例如，给出一个逻辑表达式 F ＝（A ＋ B)（C ＋ D) ，要画出其对应的逻辑图。
我们先将表达式展开得到 F ＝ AC ＋ AD ＋ BC ＋ BD ，然后根据每个与或项画出对应的逻辑门，最后连接起来就得到了逻辑图。
第四章则侧重于组合逻辑电路。
《数字电路-分析与设计》第二章习题及解答 北京理工大学出版社
5. A ⊕ B = A ⊕ B = A ⊕ B ⊕1
证明： 左边=AB+AB 中间= AB+AB=(A+B)(A+B)=AB+AB=左边 右边= (AB+AB)1+(AB+AB)1= AB+AB=中间 或者：根据 1⊕A=A，右边=中间
F1=(A+B)(B+C)(C+A)=ABC+ABC F2=(A+B)(B+C)(C+A)=ABC+ABC=F1 所以 F1=F2
习题
2． F1 = ABC + A B C ， F2 = AB + BC + CA
由 1.知：F1=F2
3． F1 = C D + A B + BC ， F2 = ABC + AB D + BC D
= AB + AC + BC
F = ( A + B) ⋅ ( A + C) ⋅ (B + C) = ( A + AB + AC + BC) ⋅ (B + C) = AB + ABC + BC + AC + ABC + AC + BC = AB + AC + BC
2-12 证明下列等式。
1. A ⊕ 0 = A
9. A( A + B ) = A
证明：左边=A+AB=A=右边，得证。 用真值表法略。 2-10 用逻辑代数演算证明下列等式。
数电习题解答_杨志忠_第二章练习题_部分
教材：数字电子技术基础（“十五”国家级规划教材） 杨志忠 卫桦林 郭顺华 编著高等教育出版社2009年7月第2版； 2010年1月 北京 第2次印刷；第二章 逻辑代数基础练习题P58【题2.2】用逻辑函数的基本公式和定律将下列逻辑函数式化简为最简与或表达式。
解题思路：要求熟练理解、运用逻辑代数的定理和公式。
（3）、(1)()Y A ABC ABC BC BC A BC BC C B B A C =++++=++++=+；（4）、()Y AB BD DCE AD AB D A B DCE AB D AB DCE AB D =+++=+++=++=+； （8）、()()()(())()Y A B C D E A B C DE A B C DE A B C DE DE =++++++=++++++=i i ； （9）、()()()Y A C BD A BD B C DE BC ABCD ABD BC BDE BC B =+++++=++++=； 【2.3】、证明下列恒等式（证明方法不限）。
解题思路：熟练使用逻辑函数公式和相关定理、真值表、卡诺图完成证明。
（9）、()A ABC ACD C D E A CD E ++++=++；证明：()A ABC ACD C D E A ACD CDE A CD CDE A CD E ++++=++=++=++； （10）、()()BC D D B C AD B B D ++++=+；证明：()()()())BC D D B C AD B BC D B C AD B BC D BC AD B BC D AD B B D++++=++++=+++=+++=+；【2.4】、根据对偶规则求出下列逻辑函数的对偶式。
解题思路：对任何表达式，将“·”和“+”互换，所有1、0互换，原变量和非变量保持不变、而且原运算顺序不变；可得到一个新的表达式，此式是原式的对偶式。
（1）、()()Y A B C A B C =+++；解：'()()Y A B C A BC =++i i（4）、()()()()Y A C A B C B C A B C =++++++；解：'Y AC ABC BC ABC =+++； 【2.5】、根据反演规则求下列逻辑函数的反函数；解题思路：对任何一个表达式，将“·”和“+” 、原变量和反变量互换，所有1、0互换，而且原运算顺序不变；所得表达式是原式的反。
数字电子技术(高吉祥) 课后答案2
第二章 逻辑门电路2.1 二极管门电路如图P2.1所示。
已知二极管VD1、VD2导通压降为0.7V ，试回答下列问题：图 P2.1（1）A 接10V ，B 接0.3V 时，输出V O 为多少伏？ A=B=10V ， V O =10V ；（2）A 、B 都接10V ，V O 为多少伏？ A=10V ，B=0.3V ，V O =1.0V ；（3）A 接10V ，B 悬空，用万用表测B 端电压，V B 为多少伏？ A=10V ，B 悬空，对地阻抗很大，V B =10V ； （4）A 接0.3V ，B 悬空，测量V B 时，应为多少伏？ A=0.3V ，B 悬空对地阻抗很大，V B =1.0V ；（5）A 接5k Ω电阻，B 悬空，测量V B 时，应为多少伏？A 接5k Ω电阻，B 悬空，对地阻抗一般大于5k Ω，所以A 支路导通，B 支路不通，V B =0V 。
2.2 二极管门电路如图P2.2所示。
（1）分析输出信号F1、F2与输入信号A 、B 、C 之间的逻辑关系；；；（2）根据图P2.2（c ）给出的A 、B 、C 的波形，对应画出F1、F2的波形（输入信号频率较低，电压幅度满足逻辑要求）。
V OB图 P2.22.3 三极管门电路如图P2.3所示。
图 P2.3（1）说明图中R2和-10V 在电路中的作用。
R 2和-10V 一方面与R 1构成分压电路，使得VT 的b 极为0.7V ，另一方面完成分流作用，避免VT 的b 极电流过大。
（2）简要说明该电路为什么具有逻辑非的作用。
若A=0V ，VT 的Vb<0.7V ，VT 截止，F=Vcc=10V ；若A=5V ，VT 的Vb=0.7V ，VT 导通，而且Ib=3.23mA 远大于IBS ，所以VT 饱和导通，所以F=VTce=0.1V ，所以为逻辑非。
2.4 已知输入端A 、B 的电压波形如图P2.4所示。
画出图P2.4电路在下列两种情况下的输出电压波形：FF 1BBA B C 3V0V 3V 0V 3V 0V 3V 0V 3V 0VF1 F2图P2.4（1）忽略所有门电路的传输延迟时间；（2）考虑每个门都有传输延迟时间t pd 。
数字电路习题-第二章
第二章 逻辑门电路集成逻辑门电路是组成各种数字电路的基本单元。
通过本章的学习，要求读者了解集成逻辑门的基本结构，理解各种集成逻辑门电路的工作原理，掌握集成逻辑门的外部特性及主要参数，掌握不同逻辑门之间的接口电路，以便于正确使用逻辑门电路。
第一节 基本知识、重点与难点一、基本知识（一） TTL 与非门 1．结构特点TTL 与非门电路结构，由输入极、中间极和输出级三部分组成。
输入级采用多发射极晶体管，实现对输入信号的与的逻辑功能。
输出级采用推拉式输出结构（也称图腾柱结构），具有较强的负载能力。
2．TTL 与非门的电路特性及主要参数 （1）电压传输特性与非门电压传输特性是指TTL 与非门输出电压U O 与输入电压U I 之间的关系曲线，即U O=f （U I ）。
（2）输入特性当输入端为低电平U IL 时，与非门对信号源呈现灌电流负载，1ILbe1CC IL R U U U I −−−=称为输入低电平电流，通常I IL ＝-1～1.4mA 。
当输入端为高电平U IH 时，与非门对信号源呈现拉电流负载，通常I IH ≤50μA 称为输入高电平电流。
（3）输入负载特性实际应用中，往往遇到在与非门输入端与地或信号源之间接入电阻的情况。
若U i ≤U OFF ，则电阻的接入相当于该输入端输入低电平，此时的电阻称为关门电阻，记为R OFF 。
若U i ≥U ON ，则电阻的接入相当于该输入端输入高电平，此时的电阻称为开门电阻，记为R ON 。
通常R OFF ≤0.7K Ω，R ON ≥2K Ω。
（4）输出特性反映与非门带载能力的一个重要参数--扇出系数N O 是指在灌电流（输出低电平）状态下驱动同类门的个数IL OLmax O /I I N =其中OLmax I 为最大允许灌电流，I IL 是一个负载门灌入本级的电流（≈1.4mA ）。
N O 越大，说明门的负载能力越强。
（5）传输延迟时间传输延迟时间表明与非门开关速度的重要参数。
数字电子技术基础第三版第二章答案
第二章逻辑门电路第一节重点与难点一、重点：1．TTL与非门外特性（1）电压传输特性及输入噪声容限：由电压传输特性曲线可以得出与非门的输出信号随输入信号的变化情况，同时还可以得出反映与非门抗干扰能力的参数U on、U off、U NH和U NL。
开门电平U ON是保证输出电平为最高低电平时输入高电平的最小值。
关门电平U OFF 是保证输出电平为最小高电平时，所允许的输入低电平的最大值。
（2）输入特性：描述与非门对信号源的负载效应。
根据输入端电平的高低，与非门呈现出不同的负载效应，当输入端为低电平U IL时，与非门对信号源是灌电流负载，输入低电平电流I IL通常为1～1.4mA。
当输入端为高电平U IH时，与非门对信号源呈现拉电流负载，输入高电平电流I IH通常小于50μA。
（3）输入负载特性：实际应用中，往往遇到在与非门输入端与地或信号源之间接入电阻的情况，电阻的取值不同，将影响相应输入端的电平取值。
当R≤关门电阻R OFF时，相应的输入端相当于输入低电平；当R≥ 开门电阻R ON时，相应的输入端相当于输入高电平。
2．其它类型的TTL门电路（1）集电极开路与非门（OC门）多个TTL与非门输出端不能直接并联使用，实现线与功能。
而集电极开路与非门（OC 门）输出端可以直接相连，实现线与的功能，它与普通的TTL与非门的差别在于用外接电阻代替复合管。
（2）三态门TSL三态门即保持推拉式输出级的优点，又能实现线与功能。
它的输出除了具有一般与非门的两种状态外，还具有高输出阻抗的第三个状态，称为高阻态，又称禁止态。
处于何种状态由使能端控制。
3．CMOS逻辑门电路CMOS反相器和CMOS传输门是CMOS逻辑门电路的最基本单元电路，由此可以构成各种CMOS逻辑电路。
当CMOS反相器处于稳态时，无论输出高电平还是低电平，两管中总有一管导通，一管截止，电源仅向反相器提供nA级电流，功耗非常小。
CMOS器件门限电平U TH近似等于1/2U DD，可获得最大限度的输入端噪声容限U NH和U NL=1/2U DD。
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2.8
(a)
(b)
2.9
(a)
(b)
2.10 (a)
(b)
(c)
2.11 decimal signed-magnitude two’s-magnitude one’s-complement 2.12 (a)
11010100 (b) 101110011 (c) 01011101 (d) 00100110 + 10101011 + 11010110 + 00100001 + 01011010 ------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------01111111 10001111 01111101 10000000 yes no no yes
2.6
(a) (c) (e) (g) (i)
125 10 = 1111101 2 209 10 = 11010001 2 132 10 = 1000100 2 727 10 = 10402 5 1435 10 = 2633 8 1100010 110101 + 11001 ------------------------1001110 110000 110101 - 11001 -----------------------011100 1372 + 4631 ------------------6223 1372 + 4631 ------------------59A3 (b)
2.7
(a)
111111110 (d) 11000000 1011000 (c) 11011101 101110 1110010 + 1100011 + 100101 + 1101101 ------------------------------------------------------------------------------------101000000 1010011 11011111 0011010 000010 (c) 11000100 (d) 1110010 11011101 101110 - 1101101 - 1100011 - 100101 ------------------------------------------------------------------------------------0000101 01111010 001001 47135 + 5125 ------------------54262 4F1A5 + B8D5 ---------------------5AA7A + 18 00010010 00010010 00010010 (c) 175214 (d) 110321 + 152405 + 56573 ---------------------------------------------347621 167114 F35B + 27E6 -------------------11B41 + 115 01110011 01110011 01110011 (d) 1B90F + C44E --------------------27D5D +79 01001111 01001111 01001111 –49 10110001 11001111 11001110 –3 10000011 11111101 11111100 –100 11100100 10011100 10011011
2.13 d – 1 2.14 The number of parity bits is minimized by making the array as close as possible to square, so the number of parity bits is on the order of 2 n + 1 . The exact answer depends on the value of n , and will be either 2 n (e.g., for 10 ≤ n ≤ 12 or 2 n + 1 (e.g., for 13 ≤ n ≤ 16 ). 2.15 F00D 2.16 (a) any b > 6 (b) b = 7
9E36.7A 16 = 1001111000110110.0111 2 = 117066.364 8 (f) DEAD.BEEF 16 = 1101111010101101.1011111011101111 2 = 157255.575674 8 123456701238 = 001010011 10010111 01110000 010100112 = (001 010 011) (010 010 111) (001 110 000) (001 010 011)2 = (123) (227) (160) (123)8
i=0
∑ b4 j + i ⋅ 2 ∑
3
j
Therefore,
4n – 1 n–1
B =
bi ⋅ 2i =
4n – 1
i–0
i=0
∑ hi ⋅ 16i
n–1 i=0
–B = 24 n –
i=0
∑
b i ⋅ 2 i = 16 n –
∑ h i ⋅ 16 i
Suppose a 3n-bit number B is represented by an n-digit octal number Q . Then the two’s-complement of B is represented by the 8’s-complement of Q. 2.19 The result follows directly from Tables 2–1 and 2–3. For any 4-bit string B and corresponding hex digit H, the ones’ complement of B is represented by the 15s’ complement of H. Since the ones’ complement is obtained by complementing individual bits, we can complement them in groups of four to arrive at the result. 2.20 Cases 1 and 2 assume no overflow. Case 1 ( x, y ≥ 0 ) : [x + y ] = x + y = [x ] + [ y ] [ x + y] = 2n – ( x + y ) Case 2 ( x, y < 0 ) : = 2 n + 2 n – ( x + y ) modulo 2 n = ( 2n – x ) + ( 2n – y ) = [x] + [y ] Case 3 ( x < 0, y ≥ 0 ) : [x + y] = 0 subcase 3a: x = y , so x + y = 0 = 2 n modulo 2 n = ( 2n – x ) + y = [x] + [y ] [ x + y ] = 2 n – ( x – y ) (using signed-magnitude rules) subcase 3b: x > y , so x + y < 0 = ( 2n – x ) + y = [x] + [y ] Case 4 ( x ≥ 0, y < 0 ) : x ≥ y , so x + y ≥ 0 2.21 If x < 0 , then [ x ] = 2 n – 1 – x . We want to show that [ x + y ] = [ x ] + [ y ] modulo2 n – 1 . Cases 1 and 2 assume no overflow.
10100.1101 2 = 20.8125 10 (f) F3A5 16 = 62373 10 (h) AB3D 16 = 43837 10 (j) (b) (d) (f) (h) (j) 15C.38 16 = 348.21875 10 3489 10 = 6641 8 9714 10 = 22762 8 23851 10 = 5D2B 16 57190 10 = DF66 16 65113 10 = FE59 16
1101011 2 = 6B 16 10110111 2 = B7 16 10100.1101 2 = 14.D 16 11011001 2 = 331 8 101111.0111 2 = 57.34 8
1023 8 = 1000010011 2 = 213 16 761302 8 = 111110001011000010 2 = 3E2C2 16 163417 8 = 1110011100001111 2 = 3E70F 16 552273 8 = 101101010010111011 2 = 2D4BB 5436.15 8 = 101100011110.001101 2 = B1E.34 16 13075.207 8 = 1011111000101.0100001 2 = 17C5.438 16 1023 16 = 1000000100011 2 = 10043 8 7E6A 16 = 111111001101010 2 = 77152 8 ABCD 16 = 1010101111001101 2 = 125715 8 C350 16 = 1100001101010000 2 = 141520 8