通信原理8
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通信原理(第八章新型数字带通调制技术)PPT课件
实例分析
QPSK（四相相移键控调制）
在PSK的基础上，将相位划分为四个不同的状态，每个状态表示两个 比特的信息，提高了频谱利用率和传输速率。
16-QAM（十六进制正交幅度调制）
在QAM的基础上，将幅度划分为16个不同的状态，每个状态表示4个 比特的信息，进一步提高了频谱利用率和传输速率。
OFDM（正交频分复用调制）
20世纪70年代，随着数字信号处理技 术的发展，多种新型数字带通调制技 术如QPSK、QAM等开始出现。
02
数字带通调制技术的基本原理
数字信号的调制过程
调制概念
调制是将低频信号（如声音、图像等）转换成高频信号的过程， 以便传输。
数字信号的调制方式
数字信号的调制方式主要有振幅键控（ASK）、频率键控（FSK） 和相位键控（PSK）等。
通信原理(第八章新型数字带 通调制技术)ppt课件
• 引言 • 数字带通调制技术的基本原理 • 新型数字带通调制技术介绍 • 新型数字带通调制技术的应用场景
• 新型数字带通调制技术的优势与挑 战
• 新型数字带通调制技术的实现方法 与实例分析
01
引言
新型数字带通调制技术的定义与重要性
定义
新型数字带通调制技术是指利用数字 信号调制载波的幅度、频率或相位， 以实现信号传输的技术。
光纤通信系统
在光纤通信系统中，新型数字带通调制技术如偏振复用正交频分复用（PD-OFDM） 被用于实现高速、大容量的数据传输，满足不断增长的网络流量需求。
卫星通信系统
广播卫星
在广播卫星中，新型数字带通调制技术如正交频分复用（OFDM）被用于发送多路电视信号和其他多媒 体内容，提供高质量的广播服务。
将高速数据流分割成多个低速数据流，在多个子载波上进行调制，提 高了频谱利用率和抗多径干扰能力。
通信原理课件第八章 时分复用(一)
四次群
139262
1920
wujing
现代通信原理——第八章 时分复用
15
同步数字系列SDH Synchronous Digital Hierarchg
❖ 在某些新型的三层结构宽带传输网络方案中，
STM-1/STM-4 (155Mbps/622Mbps) 用于接入层 STM-16 (2.5Gbps) 用于汇接层 STM-64 (10Gbps) 用于核心层
现代通信原理
第八章 时分复用(1)
8.1时分复用TDM原理
❖ 频分复用FDM是利用用一物理连接的不同频 段来传输不同的信号，达到多路传输的目的。
❖ 时分复用TDM是采用同一物理连接的不同时 段来传输不同的信号，也能达到多路传输的 目的。
❖ 目前通信中常用的多路复用方式主要有以下 四种:
wujing
SDH体系速率等级
等级
速率
STM-1
155.52Mb/s
STM-4
622.02Mb/s
STM-16
2488.32Mb/s
STM-64
10Gb/s
wujing
现代通信原理——第八章 时分复用
16
8.2 PCM基群帧结构
❖ 采用TDM的数字通信系统，在国际上已建立起 标准。原则上是先把一定路数的电话复合成一个 标准数据流(称为基群)，基群数据流的构造结构 称为基群帧。
TS1~TS15 话路时隙 TS16信令时隙
偶帧TS0 帧同步时隙
x0011011
F0 0 0 0 0 1 A2 1 1
帧同步信号
复帧同步 备用比特
TS17~TS31 话路时隙 话路时隙
xxxxxxxx
488ns
通信原理课件第八章 时分复用(一)
基带信号 m1(t)
m2(t)
信道
低通滤波器 1 低通滤波器 2
m1 ′(t ) m２′(t )
mn -1 (t ) mn(t)
发送端
接收端
低通滤波器 n－1 低通滤波器 n
mn -1 ′(t ) mn ′(t )
图 6-4 时分复用系统示意图
wujing
现代通信原理——第八章 时分复用
8
1路 2路 3路 4路
同步时分复用原理
4 32 1
D CB A d cb a
cC3 bB2 aA1
帧3
帧2
帧1
2
1
B
A
b
a
异步时分复用原理
2b B a A 1
帧6 帧5 帧4 帧3 帧2 帧1
wujing
现代通信原理——第八章 时分复用
12
TDM方式的优点（相对与FDM）
❖ 1、多路信号的汇合和分路都是数字电路，比 FDM的模拟滤波器分路简单、可靠。
❖ 把基群数据流采用同步(SDH)或准同步数字复接 技术汇合成更高速的数据(称为高次群)，高次群 的复接结构称为高次群的复接帧。
❖ 对帧的研究是时分复用系统研究的重点，相当于 对频分复用系统中频道的研究。
wujing
现代通信原理——第八章 时分复用
17
E1帧结构源于语音通信：
❖ 抽样频率：
fs=8000Hz
❖ 空分复用方式（SDM，space division multiplex ） 无线通信中(包括卫星通信)的位置复用 有线通信中的同缆多芯复用。
❖ 码分复用方式（CDM，code division multiplex ） 编码发射、相关接收技术。
第8章 通信原理课后习题解答
8-1 已知一组码的8个码组分别为（000000）、（001110）、（010101）、（011011）、（100011）、（101101）、（110110）、（111000），求第一组和第二组、第四组和第五组的码距、各码组的码重和全部码组的最小码距。
【解】（1）第一组和第二组的码距3=d（2）第四组和第五组的码距3=d（3）各组的码重分别为：0、3、3、4、3、4、4、3；（4）全部码组的最小码距3min =d8-2 上题的码组若用于检错、纠错、同时检错和纠错，分别能检、纠错几位码？【解】因为最小码距3min =d 因此：只用于检错时：211minmin =-≤⇒+≥d e e d 能检2个错 只用于纠错时：12112minmin=-≤⇒+≥dt t d 能纠1个错 同时用于纠错和检错时：)(1min t e t e d >++≥ 无解，说明该码不能同时用于纠错和检错。
8-3、给定两个码组（00000）、（11111）。
试问检错能检几位？纠错能纠几位？既检错又纠错能检、纠几位？【解】因为最小码距4min =d 因此：只用于检错时：311minmin =-≤⇒+≥d e e d 能检3个错 只用于纠错时：12112minmin=∴-≤⇒+≥t dt t d 能纠1个错 同时用于纠错和检错时：1;2)(1min==⇒>++≥t e t e t e d 说明该码用在同时纠错和检错系统中：同时检出2个错码，纠1个错码。
8-4 已知某线性码的监督矩阵为⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡=100110101010110010111H列出所有许用码组。
【解】[]r T I P =⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡=100110101010110010111H ⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡=∴110110110111T P[]⎥⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢⎣⎡==∴1101000101010001100101110001P I K G信息码组为：⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡=1111011110110011110101011001000111100110101000101100010*********D[]P I G D C K ⨯=⨯=D 所以列出许用码如下：0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 0 1 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 1 1 1 0 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 0 1 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 0 1 1 0 1 1 1 0 1 0 1 0 0 1 1 0 0 1 1 1 1 1 0 1 0 0 0 1 1 1 0 0 0 1 1 1 1 1 1 18-5 已知（7，3）线性码的生成矩阵为⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡=101110011100100111001G求监督矩阵并列出所有许用码组。
精品文档-数字通信原理(李白萍)-第8章
11
第 8 章 同步原理
平方变换法实现载波提取的原理方框图如图8-1所示。
图 8-1 平方变换法提取同步载波原理方框图
12
第 8 章 同步原理
如果基带信号m(t)=±1， 那么该抑制载波的双边带信号为 二进制相移键控信号(2PSK信号)， 这时已调信号sm(t)经过平方 律部件后得
sm2
(t)
1 2
1 2
cos
2ct
(8-3)
13
第 8 章 同步原理
(2) 平方环法。 为了改善平方变换法的性能， 使恢复的相 干载波更为纯净， 可以在平方变换法的基础上， 把窄带滤波器 改为锁相环， 这种实现的载波同步的方法就是平方环法。 其原 理方框图如图8-2所示。 由于锁相环具有良好的跟踪、 窄带滤 波和记忆功能， 因此平方环法比一般的平方变换法具有 更好的性能， 在载波提取中得到了广泛的应用。
v6
1 2
m(t ) s in
v5、v6经过乘法器后得到
(8-6)
v7
v5
v6
1 m2(t)sin
4
cos
1 m2(t)sin 2
8
(8-7)
20
第 8 章 同步原理
当θ较小时， (t)
(8-8)
式中，v7的大小与相位误差θ成正比。v7相当于一个鉴相器的 输出， 通过环路滤波器后就可以控制压控振荡器的输出相位，
图 8-6 DSB信号的导频插入示意图
28
第 8 章 同步原理
图 8-7 (a) 发送端; (b) 接收端
29
第 8 章 同步原理
设基带信号为m(t)， 且无直流分量; 被调载波为acsinωct;
插入导频为被调载波移相90°形成的， 为－accosωct。 其中
2014通信原理第8章
要求每一项为0,第3项代入第一项，即要求 sin( 2cTs ) 0
或
4f cTs n , 1 Ts n , 4 fc
n 1,2,3,...
n 1,2,3,...
MSK信号每个码元持续时间Ts内包含的波形周期数必须是 1/4载波周期的整数倍
8.2 最小频移键控和高斯最小频移键控
A
k
8.1 正交振幅调制(QAM)
实例：一种用于调制解调器的传输速率为9600b/s的16QAM 方案，其载频为1650 Hz，滤波器带宽为2400 Hz，滚降 系数为10％。
A 1011 1001 1110 1111 1010 1000 1100 1101 2400 0001 0000 0100 0110 0011 0010 0101 0111
ak k (t ) t k 2Ts
k 0或 , (mod 2 )
0
Ts
3Ts
5Ts
7Ts
9Ts
11Ts
8.2 最小频移键控和高斯最小频移键控
输入数据序列： ak =＋1,＋1,＋1,-1,-1,＋1,＋1,＋1,-1,-1,-1,-1,-1
0
Ts
3 Ts
5 Ts
7Ts
9 Ts
11Ts
8.2 最小频移键控和高斯最小频移键控
ak =＋1,＋1,＋1,-1,-1,＋1,＋1,＋1,-1,-1,-1,-1,-1
模2运算后的附加相位路径：
0
Ts k (t )
3Ts
5Ts
7T
9T
11T
4.MSK信号的正交表示法 用三角公式展开：
ak sk (t ) cos(ct t k ) 2Ts ak ak cos( t k ) cos ct sin( t k ) sin ct 2Ts 2Ts ak t ak t cos cos sin sin cos c t k k 2Ts 2Ts
通信原理8-同步技术
多个用户相互通信而组成了数字通信网 为了保证通信网内各用户之间可靠的进行
数据交换，必须实现网同步 使得在整个通信网内有一个统一的时间节
拍标准
二. 同步信号的获取方式
外同步法
– 由发送端发送专门的同步信息， 接收端把这个专门的同步信息检 测出来作为同步信号的方法
– 需要传输独立的同步信号，需付 出额外的功率和频带
三. 同பைடு நூலகம்的技术指标
同步误差小 相位抖动小 同步建立时间短 同步保持时间长
数字通信系统中，要求同步信息传输的可靠性 高于信号传输的可靠性
载波同步是相干解调的基础。
判断
只有数字调制系统存在载波同步
无论是模拟调制信号还是数字调制信 号，都必须有相干载波才能实现相干 解调。
1. 载波同步
载波同步产生的本地载波应该与接收到的信 号中的调制载波同频同相，而不是与发送端 调制载波同频同相
在接收信号中，发送端调制的载波成分可能 存在，也可能不存在。
– 只有定时脉冲正确，才谈得上正确地抽样判 决
– 位同步是正确抽样判决的基础
3. 群同步
包括字同步、句同步、帧同步 接收端为了正确恢复信息就必须识别
句或帧的起始时刻 接收端必须产生与字、句和帧起止时
间相一致的定时信号 群同步是正确译码和分路的基础 数字通信和模拟通信都存在群同步
4. 网同步
– 若接收信号中包含有载波，可用窄带滤波器直 接提取
– 若接收信号中不包含载波成分，则用载波同步 法提取
2. 位同步
是数字通信系统特有的一种同步
– 为了从接收波形中恢复出原始的基带信号， 须对它进行抽样判决，要求接收端提供“定 时脉冲序列”
– 定时脉冲序列的重复频率与码元速率相同， 相位与最佳抽样判决时刻一致
数据交换，必须实现网同步 使得在整个通信网内有一个统一的时间节
拍标准
二. 同步信号的获取方式
外同步法
– 由发送端发送专门的同步信息， 接收端把这个专门的同步信息检 测出来作为同步信号的方法
– 需要传输独立的同步信号，需付 出额外的功率和频带
三. 同பைடு நூலகம்的技术指标
同步误差小 相位抖动小 同步建立时间短 同步保持时间长
数字通信系统中，要求同步信息传输的可靠性 高于信号传输的可靠性
载波同步是相干解调的基础。
判断
只有数字调制系统存在载波同步
无论是模拟调制信号还是数字调制信 号，都必须有相干载波才能实现相干 解调。
1. 载波同步
载波同步产生的本地载波应该与接收到的信 号中的调制载波同频同相，而不是与发送端 调制载波同频同相
在接收信号中，发送端调制的载波成分可能 存在，也可能不存在。
– 只有定时脉冲正确，才谈得上正确地抽样判 决
– 位同步是正确抽样判决的基础
3. 群同步
包括字同步、句同步、帧同步 接收端为了正确恢复信息就必须识别
句或帧的起始时刻 接收端必须产生与字、句和帧起止时
间相一致的定时信号 群同步是正确译码和分路的基础 数字通信和模拟通信都存在群同步
4. 网同步
– 若接收信号中包含有载波，可用窄带滤波器直 接提取
– 若接收信号中不包含载波成分，则用载波同步 法提取
2. 位同步
是数字通信系统特有的一种同步
– 为了从接收波形中恢复出原始的基带信号， 须对它进行抽样判决，要求接收端提供“定 时脉冲序列”
– 定时脉冲序列的重复频率与码元速率相同， 相位与最佳抽样判决时刻一致
通信原理与通信技术(第三版)章 (8)
第8章 差错控制编码 香农在1848年和1957年发表的《通信的数学理论》、《适
用于有扰信道的编码理论某些成果》两篇论文中提出了关于有 扰信道中信息传输的重要理论——香农第二定理。该定理指出：
C，则只要信道 中的信息传输速率R小于C，就一定存在一种编码方式，使编码
后的误码率随着码长n的增加按指数下降到任意小的值。或者
第8章 差错控制编码
但是，当干扰超过系统的限度时，就会使数字信号产生误码， 从而引起信息传输错误。数字通信系统除了可以采取与模拟系 统同样的措施以降低干扰和信道不良对信号造成的影响之外， 还可以通过对所传数字信息进行特殊处理（即差错控制编码） 对误码进行检错和纠错，以进一步将误码率降低，从而满足通 信要求。因此，数字通信系统可以从硬件上的抗干扰措施和软 件上的信道编码两个方面对信息传输中出现的错误进行控制和 纠正。
延时，也就是发送端从发错误码组开始，到收到NAK信号为止
所发出的码组个数，图中N=5。接收端收到码组2有错，发送端
在码组6后重发码组2、3、4、5、6，接收端重新接收，发送端 继续发后续码组。这种返回重发系统的传输效率比停发等候系 统有很大改进，在很多数据传输系统中得到了应用。
第8章 差错控制编码
在前向纠错系统中，发送端将信息码经信道编码后变成能 够纠正错误的码组，然后通过信道发送出去；接收端收到这些 码组后，根据与发送端约定好的编码规则，通过译码能自动发 现并纠正因传输带来的数据错误。前向纠错方式只要求单向信 道，因此特别适合于只能提供单向信道的场合，同时也适合一 点发送多点接收的广播方式。因为不需要对发送端反馈信息， 所以接收信号的延时小、实时性好。这种纠错系统的缺点是设 备复杂、成本高，且纠错能力愈强，编译码设备就愈复杂。
通信原理第八章 数字信号的最佳接收
若
fs1 ( y) P(s2 ) fs2 ( y) P(s1)
则判为“s1” ； 则判为“s2” 。
2008.8
copyright 信息科学与技术学院通信原理教研组
13
2、最大似然准则
最小错误概率准则需要已知先验概率，而先验概 率在实际系统中很难获得。
我们通常认为数字通信中各个信号出现的概率相
等，即先验概率均匀分布P(s2)/P(s1)=1，最小错误概
[s1
(t
)
s
2
(
t
)]2
dt
ln p(s2 )
b
1
2n0
T
0 [s1(t)
s2 (t)]2 dt
2
1 2n0
p(s1 )
T 0
[s1
(
t
)
s
2
(t)]2
dt
2008.8
copyright 信息科学与技术学院通信原理教研组
24
最佳接 收 机的 误 码性 能 与先 验 概率 P(s1) 和 P(s2)、噪声功率谱密度n0及s1(t)和s2(t)之差的 能量有关，而与s1(t)和s2(t)本身的具体结构无 关。
3、最大输出信噪比准则
对于数字系统，我们并不关心波形是否失真，只是要求在 判决时刻做出尽可能正确的判决。
从前面几章的知识可知，增加输出信噪比有利于在噪声背 景中把信号区分出来，从而减少错误判决的可能性。因此，在 同样输入信噪比的情况下，希望输出信噪比越大越好，这就是 最大输出信噪比准则。
匹配滤波器理论
则判为发送码元是s2(t)。
2008.8
copyright 信息科学与技术学院通信原理教研组
18
无线通信原理_部分8
7）寻址在多点连接的情况下，既保证每一帧都能送到正确的地址，又使收方知道是哪一个站发送的。
高级数据链路控制协议（HDLC ）是OSI 制定的面向比特的有序链路级协议。
在HDLC 中，任何必须在两个站之间交换的控制信息都被放在传送帧的特定段中，这些段相对帧的边界有固定的位置。
其帧结构如图8-2所示。
图8-2 HDLC 的帧结构其中，信息字段中是从网络层交下来的分组，而标志、地址、控制和帧校验序列等字段解决同步、寻址、流量控制、数据与控制信息的识别、差错控制等问题。
8．3网络层数据链路层只能解决相邻节点间的数据传输问题，不能解决两个主机间的数据传输问题，因为两个主机之间的通信通常要包括许多段链路，涉及到路由选择、流量控制等。
网络层模型如图8-3所示。
图8-3 网络层模型1）网络层提供的服务网络层向传输层提供面向连接的虚电路服务和无连接的数据报服务。
虚电路服务类似于电话系统，即数据发送之前需要先建立虚电路，数据传送结束要释放虚电路，把虚电路所占用的存储空间释放给新的虚电路。
采用虚电路服务的节点，除保存一张路由表（由路由算法决定）外，还要保存一张经过本节点的虚电路入口出口表。
所谓建立两主机之间的虚电路，实际上就是填写这两个主机之间沿途各节点的入口出口表，释放虚电路即从入口出口表中删去响应信息。
数据报服务类似于邮政系统的信件投递，每个分组都携带完整的源、目的主机地址信息，独立地传送。
每经过一个中继节点时都要根据目标地址和网络当时的状态，按一定路由选择算法选择一条最佳的输出线，直至传送到目的主机为止。
2）流量控制在计算机网络中，流量就是通信量或分组流。
当网络中的流量过大时，就会导致网络节点不能及时地处理和转发所收到的分组，从而增加信息的传输时延。
若流量再增大，则会使某些节点因无缓冲区来接收新到达的分组，导致网络的性能明显变差，这时网络的吞吐量将随输入负载的增加而下降，这种情况称为“拥塞”。
严重拥塞的结果还会使网络的吞吐量下降到零，网络已完全不能工作，即网络发生了“死锁”。
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2009-3-10
非线性编码
3 9已知调制信号m(t ) = cos(2000πt ) + cos(4000πt ), 载波为 cos(10000πt ), 进行单边带调制,试确定单边带 信号的表达式,并画出频谱图. 解:先产生DSB信号,然后经过边带滤波器,产生SSB信号. sDSB (t ) = [cos(2000πt ) + cos(4000πt )] cos(10000πt ) = cos(2000πt ) cos(10000πt ) + cos(4000πt ) cos(10000πt ) 1 = [cos(10 4 + 2000)πt + cos(10 4 2000)πt ] + 2 1 4 4 [cos(10 + 4000)πt + cos(10 4000)πt ] 2 1 上边带:s上(t ) = [cos(10 4 + 2000)πt + cos(10 4 + 4000)πt ] 2 1 下边带:s下(t ) = [cos(10 4 2000)πt + cos(10 4 4000)πt ] 2
�
编码
常用的编码: 1. 自然二进制码 2. 折叠二进制码(最高为表示极性,其他位 为自然二进制码表示绝对值的大小) 3. 反射二进制码(相邻码组的码距为一)
常用二进码型
样值脉冲极性 自然二进码 1111 1110 1101 1100 1011 1010 1001 1000 0111 0110 0101 0100 0011 0010 0001 0000 折叠二进码 1111 1110 1101 1100 1011 1010 1001 1000 0000 0001 0010 0011 0100 0101 0110 0111 量化级 7-8 6-7 5-6 4-5 3-4 2-3 1-2 0-1 0--1 -1--2 -2--3 -3--4 -4--5 -5--6 -6--7 -7--8
(t )
dt
= 2 × 10 π + 10 × 2000 sin 2000 πt
6
2000 π 最大频偏: f = 10 × = 10 kHz 2π f 10 × 10 3 ( 2 )调频指数: m f = = = 10 3 fm 10 所以最大相偏为 10 rad (3) B = 2 ( m f + 1) fm = 2 × (10 + 1) × 10 3 = 22 kHz
正极性部分
负极性部分
码距为1
长度相等 长度相等的两个码组比较对应位上的码元, 只有一个码位上的码不同,其余位的码都 相同.
PCM系统的性能:传码率
RB = fs × n Rb = log 2 N × RB = log 2 N × fs × n
PCM系统的性能:均匀量化的特点
ba – 在固定量化间隔 υ = 时,均匀量化时的量化 Q 噪声功率与输入的抽样值大小无关
– 如果输入信号在[-a,b]区间上均匀分布,均匀量化 信号信噪比只与量化电平数M有关
ba – 在固定量化间隔 υ = 时,弱信号的量化信噪 Q
比较低,而强信号的量化信噪比较高
非线性PCM编码
根据信号的不同取值区间来确定点:
– 量化噪声对大,小信号影响大致相同,改善了 小信号时的信噪比
非线性PCM编码系统框图
对数量化及其折线近似
A律近似对数压缩特性,A=87.6
Ax 1 ,0 ≤ x ≤ 1 + ln A A y = 1 + ln Ax 1 , ≤ x ≤1 1 + ln A A
13折线A律压缩扩张
z
x/V
输出y 输出 1 7/8 6/8 5/8 4/8 3/8 2/8 1/8
ωm
= 2mf 1
3 12, 在50的负载电阻上,有一角调制信号, 其表示式为 : xc(t ) = 10 cos[10 πt + 3 sin 2π 10 t ](V )
8 3
试求( )平均功率多大? 1 (2)最大频偏是多少?传输带宽是多少? (3)最大相位偏移是多少? (4)能否确定这是调频信号还是调相信号? 100 U2 2 = 1W 解:) P = = (1 R 50
(2)mf = 3, BFM = 2(mf + 1) fm = 8 × 10 = 3kHz (3) = mf = 3
3
(4)无法确定
例:设角度调制信号的 表达式为: s (t ) = 10 cos( 2 × 10 6 πt + 10 cos 2000 πt ) 试求:( 1)已调信号的最大频移 .( 2)已调 信号的最大相移.( 3)已调信号带宽. 解:(1) ω (t ) =
3 11若频率为10kHz, 振幅为1V的正弦调制信号, 对频率为100 MHz的载频进行频率调制,已知 信号的最大频偏是1MHz试确定次调频信号的近 似带宽,如果调制信号的振幅加倍,此时调频 波的带宽又为多少?如果调制信号的频率也加倍, 此时调频波的带宽又为多少? 解:fm = 10kHz, Am = 1V , fc = 100 MHz, f = 1MHz, ∴ BFM1 = 2(f + fm) = 2(0.01 + 1) MHz = 2.02 MHz
1 1 0 0 1 1 0 0
1 0 1 0 1 0 1 0
量化 级 7 6 5 4 3 2 1 0
段内码 a5 a6 a7 a8
0 0 0 0 0 0 0 0
1 1 1 1 0 0 0 0
1 1 0 0 1 1 0 0
1 0 1 0 1 0 1 0
例: 1 4 已知模拟信号电流变化范围是 (2048,+2048), 某个抽样值为Ic = +635, 要求按13折线A律自然二进制码编出8为编码. 解:极性为正,a1 = 1, 因为: < 635 < 1024, 落在第七段,段落码, 512 110 第七段起始电平512,再进行16级均匀量化 量化间隔为: / 16 = 32 512 抽样值在段内的位置: 512 = 123 635 因为: × 3 < 123 < 32 × 4, 在段内的第4段,段内码为0011 32 所以输出码组为: 11100011 量化误差: 624 = 11个量化单位 635
若调制信号的振幅加倍:mf 2 =
2 KfAm
f 1MHz ∵ mf 1 = = = 100 fm 10kHz ∴ BFM2 = 2(mf 2 + 1) fm = 2(2 ×100 + 1) ×10kHz = 4.02MHz 若调制信号的频率也加倍加倍: f 1 mf 3 = = mf 2 = mf 1 2 fm 2 ∴ BFM3 = 2( mf 1 + 1) fm = 2(100 + 1) × 20kHz = 4.04 MHz 由此可见,基带信号频率的增加对调频信号的影响很 小,和调幅信号恰好相反
a4 0 1 0 1 0 1 0 1
起始值 段内间 距 () 0 24 25 2 26 4 27 8 28 16 29 32 210 64
1 = 2048
量化 级 15 14 13 12 11 10 9 8
段内码 a5 a6 a7 a8
1 1 1 1 1 1 1 1
1 1 1 1 0 0 0 0
1 128 1 32 1 1 64 16 1 2 1 8 1 4
输入x 输入 1
编码位数的选择
n = log 2 (Q )
A律13折线编码规则
– 8位码
a1 a2 a3 a4 a5 a6 a7a8
极性码 段落码 段内码
段号 1 2 3 4 5 6 7 8
a2 0 0 0 0 1 1 1 1
段落码 a3 0 0 1 1 0 0 1 1
非线性编码
3 9已知调制信号m(t ) = cos(2000πt ) + cos(4000πt ), 载波为 cos(10000πt ), 进行单边带调制,试确定单边带 信号的表达式,并画出频谱图. 解:先产生DSB信号,然后经过边带滤波器,产生SSB信号. sDSB (t ) = [cos(2000πt ) + cos(4000πt )] cos(10000πt ) = cos(2000πt ) cos(10000πt ) + cos(4000πt ) cos(10000πt ) 1 = [cos(10 4 + 2000)πt + cos(10 4 2000)πt ] + 2 1 4 4 [cos(10 + 4000)πt + cos(10 4000)πt ] 2 1 上边带:s上(t ) = [cos(10 4 + 2000)πt + cos(10 4 + 4000)πt ] 2 1 下边带:s下(t ) = [cos(10 4 2000)πt + cos(10 4 4000)πt ] 2
�
编码
常用的编码: 1. 自然二进制码 2. 折叠二进制码(最高为表示极性,其他位 为自然二进制码表示绝对值的大小) 3. 反射二进制码(相邻码组的码距为一)
常用二进码型
样值脉冲极性 自然二进码 1111 1110 1101 1100 1011 1010 1001 1000 0111 0110 0101 0100 0011 0010 0001 0000 折叠二进码 1111 1110 1101 1100 1011 1010 1001 1000 0000 0001 0010 0011 0100 0101 0110 0111 量化级 7-8 6-7 5-6 4-5 3-4 2-3 1-2 0-1 0--1 -1--2 -2--3 -3--4 -4--5 -5--6 -6--7 -7--8
(t )
dt
= 2 × 10 π + 10 × 2000 sin 2000 πt
6
2000 π 最大频偏: f = 10 × = 10 kHz 2π f 10 × 10 3 ( 2 )调频指数: m f = = = 10 3 fm 10 所以最大相偏为 10 rad (3) B = 2 ( m f + 1) fm = 2 × (10 + 1) × 10 3 = 22 kHz
正极性部分
负极性部分
码距为1
长度相等 长度相等的两个码组比较对应位上的码元, 只有一个码位上的码不同,其余位的码都 相同.
PCM系统的性能:传码率
RB = fs × n Rb = log 2 N × RB = log 2 N × fs × n
PCM系统的性能:均匀量化的特点
ba – 在固定量化间隔 υ = 时,均匀量化时的量化 Q 噪声功率与输入的抽样值大小无关
– 如果输入信号在[-a,b]区间上均匀分布,均匀量化 信号信噪比只与量化电平数M有关
ba – 在固定量化间隔 υ = 时,弱信号的量化信噪 Q
比较低,而强信号的量化信噪比较高
非线性PCM编码
根据信号的不同取值区间来确定点:
– 量化噪声对大,小信号影响大致相同,改善了 小信号时的信噪比
非线性PCM编码系统框图
对数量化及其折线近似
A律近似对数压缩特性,A=87.6
Ax 1 ,0 ≤ x ≤ 1 + ln A A y = 1 + ln Ax 1 , ≤ x ≤1 1 + ln A A
13折线A律压缩扩张
z
x/V
输出y 输出 1 7/8 6/8 5/8 4/8 3/8 2/8 1/8
ωm
= 2mf 1
3 12, 在50的负载电阻上,有一角调制信号, 其表示式为 : xc(t ) = 10 cos[10 πt + 3 sin 2π 10 t ](V )
8 3
试求( )平均功率多大? 1 (2)最大频偏是多少?传输带宽是多少? (3)最大相位偏移是多少? (4)能否确定这是调频信号还是调相信号? 100 U2 2 = 1W 解:) P = = (1 R 50
(2)mf = 3, BFM = 2(mf + 1) fm = 8 × 10 = 3kHz (3) = mf = 3
3
(4)无法确定
例:设角度调制信号的 表达式为: s (t ) = 10 cos( 2 × 10 6 πt + 10 cos 2000 πt ) 试求:( 1)已调信号的最大频移 .( 2)已调 信号的最大相移.( 3)已调信号带宽. 解:(1) ω (t ) =
3 11若频率为10kHz, 振幅为1V的正弦调制信号, 对频率为100 MHz的载频进行频率调制,已知 信号的最大频偏是1MHz试确定次调频信号的近 似带宽,如果调制信号的振幅加倍,此时调频 波的带宽又为多少?如果调制信号的频率也加倍, 此时调频波的带宽又为多少? 解:fm = 10kHz, Am = 1V , fc = 100 MHz, f = 1MHz, ∴ BFM1 = 2(f + fm) = 2(0.01 + 1) MHz = 2.02 MHz
1 1 0 0 1 1 0 0
1 0 1 0 1 0 1 0
量化 级 7 6 5 4 3 2 1 0
段内码 a5 a6 a7 a8
0 0 0 0 0 0 0 0
1 1 1 1 0 0 0 0
1 1 0 0 1 1 0 0
1 0 1 0 1 0 1 0
例: 1 4 已知模拟信号电流变化范围是 (2048,+2048), 某个抽样值为Ic = +635, 要求按13折线A律自然二进制码编出8为编码. 解:极性为正,a1 = 1, 因为: < 635 < 1024, 落在第七段,段落码, 512 110 第七段起始电平512,再进行16级均匀量化 量化间隔为: / 16 = 32 512 抽样值在段内的位置: 512 = 123 635 因为: × 3 < 123 < 32 × 4, 在段内的第4段,段内码为0011 32 所以输出码组为: 11100011 量化误差: 624 = 11个量化单位 635
若调制信号的振幅加倍:mf 2 =
2 KfAm
f 1MHz ∵ mf 1 = = = 100 fm 10kHz ∴ BFM2 = 2(mf 2 + 1) fm = 2(2 ×100 + 1) ×10kHz = 4.02MHz 若调制信号的频率也加倍加倍: f 1 mf 3 = = mf 2 = mf 1 2 fm 2 ∴ BFM3 = 2( mf 1 + 1) fm = 2(100 + 1) × 20kHz = 4.04 MHz 由此可见,基带信号频率的增加对调频信号的影响很 小,和调幅信号恰好相反
a4 0 1 0 1 0 1 0 1
起始值 段内间 距 () 0 24 25 2 26 4 27 8 28 16 29 32 210 64
1 = 2048
量化 级 15 14 13 12 11 10 9 8
段内码 a5 a6 a7 a8
1 1 1 1 1 1 1 1
1 1 1 1 0 0 0 0
1 128 1 32 1 1 64 16 1 2 1 8 1 4
输入x 输入 1
编码位数的选择
n = log 2 (Q )
A律13折线编码规则
– 8位码
a1 a2 a3 a4 a5 a6 a7a8
极性码 段落码 段内码
段号 1 2 3 4 5 6 7 8
a2 0 0 0 0 1 1 1 1
段落码 a3 0 0 1 1 0 0 1 1