一种小功率单级功率因数校正电路
单相电源功率因数校正驱动电路的分析与改进
功率因数校正技术(PF C)是功率电子学所研究的重要技术之一,它是开关电源节约能源的重要手段[1].通常所采用的拓扑结构是升压电路模式,它可以达到较好地提高功率因数的目的[2].但是这种电路在可靠性方面有一个突出的问题,即在电源电压升高时,会使电网中流动的电流大大增加,烧毁设备[3].电力设备的可靠性是一项非常重要的指标.电力设备的故障会造成极大的经济损失,因此对可靠性的研究具有重大的现实意义.1L6561工作原理L6561是目前较为流行的小功率(600W 以下)有源功率因数校正电路的控制芯片,它有八个引脚,具体功能为[4]:1脚:INV,误差放大器反相输入,2脚:COMP,误差放大器输出,3脚:MULT ,乘法器输入,4脚:CS ,电流采样输入,5脚:ZCD ,零电流检测,6脚:GND,地,7脚:VO,输出端,驱动MOS 管,8脚:VCC,电源端.L6561的启动电流为50uA,当8脚(VCC)电压超过12V 时,电路开始工作,当8脚电压低于9.5V 时,电路将会关闭.L6561内部参考电压精度为1%,7脚的驱动能力为士400nzA.乘法器(3脚)输入电压的线性范围是0至3.5V.电流采样端(4脚)的采样信号幅度为.至1.7V ,当电压超过1.7V 时,L6561会判定电路过电流,关闭输出脉冲.误差放大器的同相输入端在内部连接到2.5V 的参考电压,因此当反相端(1脚)的电压大于2.5V 时,2脚的电压会降低,使允许流过采样电阻的电流减小,PFC 的输出电压降低,从而使1脚电压下降.因此这是一个闭环的负反馈控制.零电流检测(ZCD )引脚的闽值电压为2.1V/1.6V 滞回电压为0.5V.即当ZCD C 引脚信号上升沿经过2.1V 时,零电流检测比较器输出低电平;当ZCD 引脚信号下降沿经过1.6V 时,零电流检测比较器输出高电平.2功率MOS 管的驱动信号中断是产生问题的根源一般来说,正常的电路,高频开关是连续的,然而某些电路有可能由于各种原因而停振,并在间隔了一段时间后又重新振荡工作,即产生间歇振荡当间歇振荡的频率接近M 滤波器的截止频率时,M 滤波电路非但起不到抑制噪声的作用,反会产生振荡,对噪声起到了放大的作用因此,间歇振荡的频率是很关键的一个参数.P FC 控制芯片L6561内部的重启动定时器的定时范围为70us 到400us,典型值为150us,所对应的间歇振荡频率为14.3kHz 到2.SkHz ,典型值为6.6kHz .由此可知,一旦L6561的重启动定时器连续地工作,EMI 滤波器就会有可能发生振荡.对于一般的!型电路,电感量约为1mH,电容为220nF.在正常的频率为100kHz 的功率因数校正电路中,若升压电感的峰值电流为1A,用Pspice 对其进行仿真,仿真电路如图1所示.3驱动信号延迟的分析与对策在保护电路中,D 触发器的时钟信号是从PFC 控制芯片的输出驱动脉冲取得,这是因为电感两端电压极性的变化和控制芯片输出驱动脉冲是同步的.但是,如果不对D 触发器的时钟脉冲的时序进行控制,很有可能会产生在D 触发器数据端的信号还没有稳定时就已经被触发的问题.下面结合图2分别讨论控制芯片输出脉冲的上升沿和下降沿两种情况.在输出脉冲的上升沿到来时,功率M OS 管Q1被开通,漏极电压下降,电感两端电压为电源电压,电感电流线性上升,PFC 控制芯片不进行电感电流的过零检测,因此保护电路此时也不必进行绕组的电压检测.D 触发器CD4013的时钟是上升沿触发,所以此刻对应的应该是时钟脉冲的下降沿,以忽略这个时候的绕组电压检测.在中间插入一个反相器D 即可实现这种上升沿和下降沿的转换在5V 供电电源和5V 输入信号电平的情况下,D 的低电平到高电平转换的延迟为5,因此由此引入的延迟可以忽略不计图1滤波网络的Pspic e 仿真电路,无间歇振荡单相电源功率因数校正驱动电路的分析与改进黄海山(漳州城市职业学院,福建漳州363000)摘要:在分析功率因数校正技术原理的基础上,结合某公司的控制芯片L6561,剖析了其造成事故的原因,提出了针对驱动电路信号中断的一种解决方法,取得了较好的结果.关键词:有源功率因数校正;保护电路;过压振荡中图分类号:TM1文献标识码:A文章编号:1673-260X (2008)04B-0035-02Vol.24No.4Aug.2008第24卷第4期2008年8月赤峰学院学报(自然科学版)Journa l of Chife ng Univer sity (N a tural Sc ie nce Edition)35.E l E l .C 4049.11C 40490ns .图2改进的APFC电路方案,虚线框中为改进部分的电路在输出脉冲的下降沿到来时,功率MOS管Q1被关断,漏极电压上升,电感两端电压下降,极性翻转,电感电流通过升压二极管续流,PF C控制芯片进行电感电流的过零检测.在电压比较器LM393A将信号送到触发器数据端并稳定后,应该使D触发器触发.由十寄生电容的作用,功率MOS管关断后漏极电压不会立即升高到稳态值,而是升压电感和寄生电容产生谐振,电压上升速率受寄生电容容量大小的影响.这个寄生电容主要是功率MOS管内部的电容,有时也包括并联在MOS管漏、源两端的吸收电容.另外,控制芯片输出脉冲的下降沿到来时,功率MOS管是不会被瞬间关断的,这主要是由存在于功率MOS管内部的栅极和漏极的米勒电容造成的.为了估算这个延迟的具体时间,下面对功率MOS管的内部构造和关断过程进行分析.对照功率MOS管的内部构造,可以对这三个电容作进一步的分析.在栅极周围的寄生电容有:栅极对源极金属的电容C4,栅极对源极N+扩散区的电容C3,栅极对P区的电容C6和CS,其中CS的电容量是变化的,它受漏极电压和沟道长度的影响,但即使漏极电压从零升高到击穿电压,它的变化也是非常小的,所以在实际应用中可以认为它基本不变.另外一个重要的栅极电容是栅极对漏极的电容,它由两部分组成,一个是固定电容C1,另一个是电容量随漏极电压变化而变化的电容C2.当漏极电压变化时,N-扩散区与栅极C1附近相邻的部分的面积会发生变化,所以C2是随着漏极电压的变化而变化的.由下面的计算公式可以得到结论:当V D S!B时,随着漏极电压的升高,电容Cgd的电容量将下降,并符合关系式C gd∞(1-k V ds!).由此可见,当MOS管的输入电容Ciss是随着漏、源电压的增加而减小的.在关断一个功率MOS管时,一开始功率MOS管的输入电容容量较大,由于在栅极驱动电路中有栅极电阻,所以栅极电压的下降速度与栅极电阻的阻值成反比例关系[5].在栅极电压下降到闽值电压时,功率M OS管开始要关断,漏极电压开始要上升,由于漏极电压的上升,使得栅、漏电容Cg d被充电,充电回路是从漏极经过Cgd到栅极电阻,再从控制芯片的驱动口到地.若功率因数校正电路的输出电压为400V,则功率MOS管的漏极电压是从0V上升到400V,计算其上升时间的公式为:dt=C gt400(1)因此漏极电压的上升时间由流过的电流大小决定这个电流也就是流经栅极电阻R.的电流.而栅极电压近似保持在闽值电压附近,所以流过栅极的电流是近似不变的,其值为:i G=V thR G.若芯片的关断电压为0.3V,功率M OS管的闽值电压Vth为3.5V,栅极电阻为10",则流过栅极的电流为:iG=V thRG=3.510=350mA,若Cgd为500PF,则根据式一可得到漏极电压上升时间为:dt=C gt400i c=500×10-12400350×10-3 =571ns.可见,对漏、源电容C gd的充电电流是恒定的,其大小由栅极电阻的阻值决定.虽然短路栅极电阻可以增大驱动电流,但为了避免在栅极产生电压振铃,一般还是要加上一个几欧姆的栅极电阻.通过以上分析得出一个结论:从驱动脉冲的下降沿到来,到功率MOS管被彻底关断,其中间必然有一段不可忽略的时间,这是保护电路设计中必须要考虑的时序问题.所以,在图2中,加上了由R8和C4组成的RC延时网络,并经过反相器CD4049反相后,将PFC控制芯片的驱动脉冲送入D触发器CD4013的时钟端.由于这个RC网络的作用是将驱动脉冲的下降沿进行延迟,所以在R8上并联了一个二极管D6,使这个RC网络对驱动脉冲的上升沿不作延迟.同时,D6也有另外一个作用.因为驱动脉冲的脉宽和频率是变化的,所以如果脉冲的宽度太窄,即高电平时间太短,则C4还来不及被充电到稳定的高电平,就开始被放电,将会缩短对驱动脉冲下降沿的延迟时间.这是因为反相器CD4049输入端判断低电平的闽值电压不变,若电容C4充电不足,则其两端电压下降到闽值电压的时间就会较短;而如果电容C4每次都被充电到稳定的高电平,则每次下降到闽值电压的时间就能保持不变.4结论早期的功率因数校正技术非常简单,只是一个补偿相位的网络,但现在已被先进的有源功率因数校正技术所代替.实用的三相电源的有源功率因数校正技术是目前国际电力电子界的研究热点,是尚未解决的一道难题.本文研究了单相电源有源功率因数校正技术应用中的可靠性问题.首先介绍某公司的L6561,然后对现有技术的缺陷作了分析,对功率M OS管的驱动信号中断问题,设计了驱动等电路,取得了较好的结果.———————————————————参考文献:〔1〕张占松,蔡宣二.开关电源的原理与设计(修订版).北京:电子工业出版社,2004.〔2〕严百平,刘健,程红丽.不连续导电模式高功率因数开关电源.北京:科学出版社,2000.〔3〕邢岩,蔡宣二.高频功率开关变换技术.北京:机械工业出版社,2005.〔4〕原田耕介,耿文学译.开关电源手册(第2版).北京:机械工业出版社,2004.〔5〕Erickson,R obert S eca uc us,NJ,US A:Kluwer W“Fun-da mentals of Powe r Elec tronics,Sec ond Edition”Aca-,36i cC gd.demic Publishers2000:79-81.。
BIFRED-单级PFC电路
BIFRED电路工作原理Boost Integrated with Flyback Rectifier/Energy storage DC/DC，简写为BIFREDBIFRED转换器的主电路结构图1所示为一个DCM Boost PFC转换器和反激转换器组合而成的两级转换器，通过储能用的大容量电容并联耦合，分别由PWM开关S1、S2控制。
Boost转换器工作在DCM模式，具有功率因数校正的功能，开关的控制只是用来调节输出电压。
可以将BoostPFC转换器和反激式转换器集成为单级，以省去反激式转换器中的开关S2，将变压器初级电路稍加改变。
例如，把储能电容CB改成串接，把开关S1置于二极管D1之后，并改变变压器初级绕组的极性等，就形成了单级BIFRED转换器。
其主电路如图2所示。
功率因数校正与输出电压调节两部分共用一个开关管S1。
图1 DCM Boost PFC转换器和反激式转换器组合而成的两级转换器图2 BIFRED转换器主电路BIFRED转换器虽然是单级，但分析时可以分别考虑PFC转换器和负载转换器的功能。
（1）PFC转换器。
DCM升压转换器由输人电感L1、二极管D1、开关管S1，储能电容CB组成PFC转换器,储能电容C B是一个关键元件，它既是DCMBoost转换器的输出滤波电容，也是CCM反激式转换器的输入电压源。
（2）负载转换器。
由变压器Tr、开关管S1、输出滤波电容C、输出二极管D2组成负载转换器，即工作于CCM 模式的DC／DC反激式转换器。
反激转换器中Tr既是隔离变压器，也起电感的作用，变比为n∶1，假设等效励磁电感Lm并联于次级绕组，则LM中的电流即为励磁电流i m。
BIFRED转换器的工作原理图1所示为一个开关周期内BIFRED转换器的三个等效电路。
假设输出滤波电容C很大，可以等效成为电压源Uo。
图2为BIFRED转换器的工作波形图。
Ton＝DuTs为开关导通的时间，Du为占空比，Ts为开关周期；Toff＝（1—Du）Ts为开关关断时间；Du1Ts为电流iL下降、但不为零的时问；（1-Du-Du1）Ts．为电流iL等于零的时间。
功率因数校正电路(pfc)电路工作原理及应用
功率因数校正(英文缩写是PFC)是目前比较流行的一个专业术语。
PFC 是在20世纪80年代发展起来的一项新技术，其背景源于离线开关电源的迅速发展和荧光灯交流电子镇流器的广泛应用。
PFC 电路的作用不仅仅是提高线路或系统的功率因数，更重要的是可以解决电磁干扰(EMI)和电磁兼容(EMC)问题。
线路功率因数降低的原因及危害 导致功率因数降低的原因有两个，一个是线路电压与电流之间的相位角中，另一个是电流或电压的波形失真。
前一个原因人们是比较熟悉的。
而后者在电工学等书籍中却从未涉及。
功率因数(PF)定义为有功功率(P)与视在功率(S)之比值，即PF=P/S 。
对于线路电压和电流均为正弦波波形并且二者相位角Φ时，功率因数PF 即为COS Φ。
由于很多家用电器(如排风扇、抽油烟机等)和电气设备是既有电阻又有电抗的阻抗负载，所以才会存在着电压与电流之间的相位角Φ。
这类电感性负载的功率因数都较低(一般为0.5-0.6)，说明交流(AC)电源设备的额定容量不能充分利用，输出大量的无功功率，致使输电效率降低。
为提高负载功率因数，往往采取补偿措施。
最简单的方法是在电感性负载两端并联电容器，这种方法称为并联补偿。
PFC 方案完全不同于传统的“功率因数补偿”，它是针对非正弦电流波形而采取的提高线路功率因数、迫使AC 线路电流追踪电压波形的瞬时变化轨迹，并使电流与电压保持同相位，使系统呈纯电阻性的技术措施。
长期以来，像开关型电源和电子镇流器等产品，都是采用桥式整流和大容量电容滤波电路来实现AC-DC 转换的。
由于滤波电容的充、放电作用，在其两端的直流电压出现略呈锯齿波的纹波。
滤波电容上电压的最小值远非为零，与其最大值(纹波峰值)相差并不多。
根据桥式整流二极管的单向导电性，只有在AC 线路电压瞬时值高于滤波电容上的电压时，整流二极管才会因正向偏置而导通，而当AC 输入电压瞬时值低于滤波电容上的电压时，整流二极管因反向偏置而截止。
一种单级功率因数校正电路[发明专利]
![一种单级功率因数校正电路[发明专利]](https://img.taocdn.com/s3/m/9b259131195f312b3069a524.png)
专利名称：一种单级功率因数校正电路专利类型：发明专利
发明人：张波,谢仁践
申请号：CN200310112238.5
申请日：20031121
公开号：CN1545192A
公开日：
20041110
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本发明涉及一种单级功率因数校正电路，主要包括：整流桥Q，主变压器T，辅助变压器T，开关管S，输入电感Ls，二极管D、D、D、D、D和输入电容C、无极性电容C。
它以输入电容C的电压不连续工作模式实现自动功率因数校正的功能，以主变压器T1作为感性储能元件进行功率平衡。
T、D、D、C形成了一个无损缓冲器回路，它把缓冲的能量传输到输出端，克服了常规有损缓冲器带来的损耗，提高了整个变换器的效率。
本发明由于输入电流连续，功率因数相对传统的单级功率因数高，谐波含量较小，尤其适用于小功率应用场合，而且它简化了输入滤波器的设计。
申请人：华南理工大学
地址：510640 广东省广州市天河区五山路381号
国籍：CN
代理机构：广州粤高专利代理有限公司
代理人：何燕玲
更多信息请下载全文后查看。
几种不同功率因数校正电路的比较研究
对于低端半控桥 PFC 电路, 双向开关前置的单相有源 PFC 电路没有检测电流用低阻值无感电阻. 电源 VS
通过电容滤波后, 由功率开关 V1 控制二极管的通断. 当 V1 处于通态时, 整流后得直流电压向电感 L1 充
电, 另外电容 C2 中存储的能量通过负载消耗, 由于
电容 C2 容量很大, 可以把它看作一个恒压源, 因此
果表明, 无源功率因数校正电路具有较大的位移角和位移因数, 功率因数校正效果一般; 而有源功率因数校正电路只有极
小的位移角和位移因数, 基本上不产生失真. 无源功率因数校正技术消除谐波结构简单、设计成本低, 但功率因数校正效果
差; 有源功率因数校正技术结构复杂, 设计成本较高, 但功率因数校正效果好, 能够消除谐波和减小无功功率.
0.9965
0.996
0.04
0.06
0.08
0.1
0.12
0.14
0.16
0.18
0.2
(a) 输入电压与输入电流波形
(b) 输出直流电压波形 图 4 低端半控桥的单相有源 PFC 电路仿真结果
(c) 输入功率因数值波形
3 双向开关前置的单相有源 PFC 电路仿真
双向开关前置的单相有源 PFC 电路[7]采用四个功率开关控制四个二极管, 其电路结构如图 5 所示. 相
0.2
0.1
0
0.13
0.132
0.134
0.136
0.138
0.14
0.142
0.144
0.146
0.148
0.15
(a) 输入电压与输入电流波形
(b) 功率因数值波形
图 2 基于谐振电抗器的单相无源 PFC 电路仿真结果
单级PFC介绍
单级PFC电路为减少办公自动化设备、计算机和家用电器等内部开关电源对电网的污染，国际电工委员会和一些国家与地区推出了IEC1000-3-2和EN61000-3-2等标准，对电流谐波作出了限量规定。
为满足输入电流谐波限制要求，最有效的技术手段就有源功率因数校正（有源PFC）。
目前被广为采用的有源PFC技术是两级方案，即有源PFC升压变换器+DC-DC变换器，如图1所示。
两级PFC变换器使用两个开关（通常为MOSFET）和两个控制器，即一个功率因数控制器和一个PWM控制器。
只有在采用PFC/PWM组合控制器IC时，才能使用一个控制器，但仍需用两个开关。
两级PFC在技术上十分成熟，早已获得广泛应用，但该方案存在电路拓扑复杂和成本较高等缺点。
单级PFC AC-DC变换器中的PFC级和DC-DC级共用一个开关管和采用PWM方式的一套控制电路，同时实现功率因数校正和对输出电压的调节。
2、单级PFC变换器基本电路拓扑2.1单级PFC变换器基本电路单级PFC变换器通常由升压型PFC级和DC-DC变换器组合而成。
其中的DC-DC变换器又分为正激式和反激式两种类型。
图2所示为基本的单级隔离型正激式升压PFC电路。
两部分电路共用一个开关（Q1），通过二极管D1的电流为储能电容C1充电，D2在Q1关断时防止电流倒流。
通过控制Q1的通断，电路同时完成对AC输入电流的整形和对输出电压的调节。
由于全波桥式整流电路输入连接AC供电线路，瞬时输入功率是随时变化的，欲得到稳定的功率输出，要依靠储能电容实现功率平衡。
对于DC-DC变换器，通常在连续模式（CCM）下工作，占空因数不随负载变化。
而全桥整流输出电压与负载大小无关，当负载减轻时，输出功率减小，但PFC级输入功率同重载时一样，使充入C1的能量等于从C1抽取的能量，引起直流总线电压明显上升，C1上的电压应力往往达1000V 以上，对开关器件的耐压要求非常高。
由于开关器件的电压高，电流应力大，开关损耗大，并且功率从输入到输出要经两次变换，故效率低。
功率因数校正电路
功率因数校正电路功率因数校正电路是一种用于改善电力系统的功率因数的电路。
功率因数是衡量电路中有功功率与视在功率之比的指标，是一个无量纲的数值，通常用cosφ表示。
功率因数的大小表示了电路中有功功率（真实能量转换）和视在功率（总能量传输）的比例。
在电力系统中，有功功率是能够有效利用的功率，而视在功率则是电力供给的总功率。
在实际电力系统中，当负载处于感性（电感性）或容性（电容性）状态时，由于电感或电容的特性，电流与电压之间的相位差会导致功率因数的变化。
当负载处于感性状态时，电流会滞后于电压，功率因数为正。
当负载处于容性状态时，电流会超前于电压，功率因数为负。
一种常见的功率因数校正电路是利用谐振器的原理来实现的。
该电路由一个串联电容和一个并联电感组成。
在感性负载的情况下，电感产生的感抗可以与电容的电抗相消，从而实现相位校正。
同理，在容性负载的情况下，电容产生的电抗可以与电感的感抗相消。
另一种常见的功率因数校正电路是利用电路中的控制器进行相位校正。
该电路通过调节负载的电流和电压之间的相位差，实现功率因数的改善。
通常，控制器使用一种叫做PWM（脉宽调制）的技术来控制负载电流的相位。
PWM技术通过改变电压波形的占空比来调整电流与电压之间的相位差，从而改变功率因数。
此外，还有一些其他的功率因数校正电路设计方法，例如并联无功补偿电容器、有源功率因数校正器等。
这些方法都通过改变电路的特性，调整电流和电压之间的相位差，来实现功率因数的校正。
总的来说，功率因数校正电路是一种用于改善电力系统的功率因数的电路。
该电路可以通过改变电路的特性，调整电流和电压之间的相位差，实现功率因数的校正，提高系统的能效和电力质量。
一个单级功率因数校正电路的电磁兼容研究
高输入的功率因数并抑制输入 电流的高次谐波 ； 第二级为 Ｄ ／Ｃ变换器或 Ｄ ／Ｃ变换器 ， ＣＤ ＣＡ 目的在于调节输
出 以便 与 负载 匹配 ． 两级 分别 有 自己的 主开 关 和控 制环 节 ， 得 这个 电路 具 有 良好 的性 能 ， 因元器 件 由于 使 但 个 数太 多 ， 以与 没有 Ｐ Ｃ的相 同 电路 相 比 ， 所 Ｆ 成本 约增加 １％． ５ 为 了使 Ａ ／Ｃ电源在 满 足谐 波 标 准 的 同时 能 够实现 低 成 本 、 ＣＤ 高性 能 ， 单 级 Ｐ Ｃ的 需求 越 来 越 紧迫 ， 对 Ｆ 特别 是在 小功 率应 用场合 ． 级 Ｐ Ｃ变换 器是 Ｐ Ｃ和 Ｄ ／ Ｃ级 共 用一个 开关 管 ， 单 Ｆ Ｆ ＣＤ 只有 一套控 制 电路 ， 时实 同 现对 输入 电流 的整形 和对 输 出电压 的 调节 ．
３ 电路 工 作 原 理
２
— —
Ｈ
Ｄ 】
２
－
ｈ
ｌ Ｔ
单 级 功率 因数 校正 的 主 电路 图如 图 １ 示 ， 是 Ｕｌ 所 它 ｎ
一
Ｔ
种 简单 的 Ｂ Ｆ Ｅ （ ｏｓ Ｉｔｇａ ｄ ｗ ｔ Ｆｙ ａｋ ＩＲ Ｄ Ｂ ｏｔ ｎｅｒｔ ｉ ｌ ｃ ｅ ｈ ｂ
２ 单 级 Ｐ Ｃ 电路 Ｆ
．
近年 来 Ｐ Ｃ技术 是 电力 电子 学 界 的一 个热 门话 题 ， Ｆ 已经 提 出 了许 多 Ｐ Ｃ电路 ． Ｆ 目前 ， 有 功率 因数 校 正 带 的 开关变 换 器 通常 分 为两级 结 构 和单 级 结 构 ． 两 级结 构 中 ， 在 第一 级类 似于 Ｂ ｏｔ Ｐ Ｃ电路 ， ｏｓ型 Ｆ 目的在 于提
维普资讯
第２ 卷 第 ２ ０ 期
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
一种小功率单级功率因数校正电路
摘要：讨论一种单级功率因数校正电路的原理，并分析其实验结果。
1引言
对于较小功率的变换器，若采用复杂的功率因数校正电路来提高源侧功率因数，会导致成本增加，失去应用价值。
本文所讨论的电路为采用升压电感和双正激电路组合的方式，完成功率因数校正和功率输出。
2电路原理
电路原理图如图1所示。
图中L1，VD2，VD3，开关管S1和储能电容C1组成了一个工作于DCM(电流断续工作方式)的升压（BOOST）变换器。
图1电路原理图
该电路采用一块UC3845作为控制芯片，反馈信号来自输出端。
UC3845的驱动信号经过一个小变压器，变为两路同相位的驱动信号，分别驱动两只开关管S1和S2。
由于没有电流取样，电路只能工作于DCM方式，否则电路中电流会失控。
该电路首先要保证输出稳压，故占空比变化不大，电流波形如图2所示。
图2电流断续控制模式（DCM）
在DCM方式下，每一开关周期T内，输入电流的峰值ip为：
ip=Uin×D×T/L1(1)
式中:D—占空比T—开关周期
Uin—输入电压L1—输入电感
在每一开关周期T内平均输入电流iave为：
iave=ipD=UinD2T/L1（2）
由于开关频率足够高，可以认为在一个开关周期内Uin是不变的。
当占空比和开关频率不变时，输入电流的平均值正比于输入电压，它可以自动"跟踪"输入电压呈正弦波形，从而起到功率因数校正的作用。
在DCM方式下，应满足：
Uin×ton≤(Uc－Uin)×toff（3）
式中:Uin—输入电压；ton—导通时间；
Uc—电容C1电压；toff—关断时间。
当上式取等号时，有最大占空比
Dmax=ton/(ton＋toff)=(Uc－Uin)/Uc（4）
电容电压Uc受电容器耐压值及成本的限制，不能取得太高，这里取430V。
根据国内电网的情况，当输入电压有效值为260V时，占空比Dmax=(430－260×1.414)/430=14.5％。
可见，这时的占空比很小，这会加大主电路开关管的损耗，同时要求储能元件的容量很大，元器件利用率低，整体效率低。
为了提高占空比，从变压器引出一个绕组N2，按图1所示的极性串于电路中。
此时，由公式(Uin＋UN2)×ton≤(Uc－Uin＋UN2)×toff可推出最大占空比
Dmax=(Uc－Uin＋UN2)/(Uc＋2UN2)(5)
取UN2=70V，则当输入电压为260V有效值时，占空比
Dmax=(430－260×1.414＋70)/(430＋2×70)
=23.2％(6)
若取UN2=100V，则当输入电压为260V有效值时，占空比
Dmax=(430－260×1.414＋100)/(430＋2×100)
=25.8％（7）
可见，占空比提高了许多，这对于改善电路性能很有好处。
另外，绕组N2的加入，可使当输入电压Uin较小时，相对增大输入电流i，由于整个电流平均值iave不变，故电流的峰值必然下降，从而使电流波形更接近正弦波，有助于提高功率因数。
3工作状态分析
为了分析方便，将变换器在一个工作周期内的工作情况分为三个阶段，如图3所示。
图3工作周期示意图
（1）阶段I开关管S1、S2，二极管VD2导通，输入电压Uin对电感L1充电，充电电流为i=(Uin＋UN2)×ton/L1。
同时，电容C1通过S2、N0和S1向负载传输能量。
（2）阶段Ⅱ开关管S1和S2关断，VD2承受反压而截止。
电感中电流经过VD3向电容C1充电，直到电感中电流变为零。
同时，变压器N0产生反电动势，通过VD4、C1和VD5进行磁复位，把一部分能量转移到电容中。
另外，变压器也有一部分磁能通过绕组N3、VD8释放到输出端，这有助于扩大输出电压的稳定范围。
（3）阶段Ⅲ电感中电流为0，感应电压也为0，VD3承受反向电压而截止。
4实验结果
利用上述原理，做了一个小功率电源。
技术要求如下：
输入电压AC220V输入频率50Hz
输出电压DC48V输出电流4A。