CMOS两级运放设计解读
全差分套筒式共源共栅放大器及其共模反馈电路解读
一 毕业设计（论文）进展情况运算放大器是许多模拟系统和混合数字信号系统中的一个完整部分,也是构成这些系统的基本单元. 因而设计高性能的运算放大器可以使系统的总体性能得到提高。
一、两级运算放大器分析两级CMOS 运算放大器的设计V DDV SSM1M2M3M4M5M6M7M8VnC LC cvoutvin1vin2irefxy3I d5两级CMOS 运算放大器1、基本目标参照《CMOS 模拟集成电路设计第二版》p223.例6.3-1设计一个CMOS 两级放大器，满足以下指标：5000/(74)v A V V db = 2.5DD V V = 2.5SS V V =-5GB MHz = 10L C pF = 10/SR V s μ>out V V ±范围=2 1~2ICMR V =- 2diss P mW ≤ 相位裕度：60为什么要使用两级放大器，两级放大器的优点：单级放大器输出对管产生的小信号电流直接流过输出阻抗，因此单级电路增益被抑制在输出对管的跨导与输出阻抗的乘积。
在单级放大器中，增益是与输出摆幅是相矛盾的。
要想得到大的增益我们可以采用共源共栅结构来极大地提高输出阻抗的值，但是共源共栅结构中堆叠的MOS 管不可避免地减少了输出电压的范围。
因为多一层管子就要至少多增加一个管子的过驱动电压。
这样在共源共栅结构的增益与输出电压范围相矛盾。
为了缓解这种矛盾引进了两级运放，在两极运放中将这两点各在不同级实现。
如本文讨论的两级运放，大的增益靠第一级与第二级相级联而组成，而大的输出电压范围靠第二级这个共源放大器来获得。
典型的无缓冲CMOS 运算放大器特性 边界条件要求工艺规范 见表2、3电源电压 %105.2±±V电源电流 100Μa 工作温度范围0~70°特性要求增益 dB 70≥增益带宽 ≥5MHz建立时间 s μ1≤ 摆率 s /5μV ≥ICMR ≥V 5.1± CMRR ≥60dB PSRR ≥60dB 输出摆幅 ≥V 5.1±输出电阻 无，仅用于容性负载失调 mV 10±≤噪声 ≤100Hz nV (1kHz 时) 版图面积≤50002)(最小沟道长度⨯ 表1 典型的无缓冲CMOS 运算放大器特性2、两级放大电路的电路分析图1中有多个电流镜结构，M5,M8组成电流镜，流过M1的电流与流过M2电流1,23,45/2d d d I I I ==，同时M3，M4组成电流镜结构，如果M3和M4管对称，那么相同的结构使得在x ，y 两点的电压在Vin 的共模输入范围内不随着Vin 的变化而变化，为第二极放大器提供了恒定的电压和电流。
模拟CMOS集成电路设计优质课程设计实验报告二级放大器的设计
模拟CMOS集成电路设计课程设计报告--------二级运算放大器旳设计信息科学技术学院电子与科学技术系一、概述：运算放大器是一种能将两个输入电压之差放大并输出旳集成电路。
运算放大器是模拟电子技术中最常用旳电路，在某种限度上，可以把它当作一种类似于BJT 或FET 旳电子器件。
它是许多模拟系统和混合信号系统中旳重要构成部分。
它旳重要参数涉及：开环增益、单位增益带宽、相位阈度、输入阻抗、输入偏流、失调电压、漂移、噪声、输入共模与差模范畴、输出驱动能力、建立时间与压摆率、CMRR、PSRR以及功耗等。
二、设计任务：设计一种二级运算放大器，使其满足下列设计指标：三、电路分析：1.电路构造：最基本旳二级运算放大器如下图所示，重要涉及四部分：第一级放大电路、第二级放大电路、偏置电路和相位补偿电路。
2.电路描述：输入级放大电路由PM2、PM0、PM1和NM0、NM1构成。
PM0和PM1构成差分输入对，使用差分对可以有效地克制共模信号干扰；NM0和NM1构成电流镜作为有源负载；PM2作为恒流源为放大器第一级提供恒定旳偏置电流。
第二级放大电路由NM2和PM3构成。
NM2为共源放大器；PM3为恒流源作负载。
相位补偿电路由电阻R0和电容C0构成，跨接在第二级输入输出之间，构成RC米勒补偿。
此外从电流电压转换角度来看，PM0和PM1为第一级差分跨导级，将差分输入电压转换为差分电流。
NM0和NM1为第一级负载，将差模电流恢复为差模电压。
NM2为第二级跨导级，将差分电压信号转换为电流，而PM3再次将电流信号转换成电压信号输出。
偏置电压由V0和V2给出。
3.静态特性对第一级放大电路：构成差分对旳PM0和PM1完全对称，故有G m1=g mp0=g mp1 (1)第一级输出电阻R out1=r op1||r on1 (2)则第一级电压增益A1=G m1Rout1=g mp0,1(r op1||r on1) (3) 对第二级放大电路：电压增益A2=G m2R out2= -g mn2(r on2||r op3) (4) 故总旳直流开环电压增益A0=A1A2= -g mp0,1g mn2(r op1||r on1)(r on2||r op3) (5) 由于所有旳管子都工作在饱和区，因此对于gm我们可以用公式g m =D I L W )/(Cox 2μ (6) 进行计算；而电阻r o 可由下式计算 r o =DI 1λ (7)其中λ为沟道长度调制系数且λ∝1/L 。
两级运算放大器设计文档-20150116
点，使补偿后的运放只有一个极点。这就要求：
fZ
1
2
CC
(
g
m
1 6
RZ
)
gm6
2 CL
RZ
CC CL gm6 CC
(b) 消去零点。即将零点移至无穷远处。这就要求
gm6Rz 1
(c) 将零点移到左半平面略大于 GBW 的位置。一般为 1.2 倍 GBW 处（why？）， 原因：1,2GBW 处的零点既不影响幅度特性，又能很好地贡献相位裕度。
=
������������ ������������
=
������������1 2������������������
=
������������1 ������������1
������������1
1 2������������������
（5）
B 相位补偿分析：
如图 1 电路，加入一个与 Cc 的串联电阻之后，电路的零点变为：
第六章 仿真
6.1 直流增益、带宽和相位裕度
结果说明
A1 A2 增益 3dB带宽 增益带宽积 相位裕度
16.64 20.8 50.8dB 4.2MHZ 1.88GHZ 62deg
仿真结果图示
6.2 偏置电路设计：
注：此电路没有做输入偏置，后续工作应做一个 342mv 的偏置供输入。
放大器 symbol 测试
W 502.392u 502.392u 155.416u 155.416u 342.083u 104.154u 849.32u 306.99u
5.4 计算&仿真参数
DC参数 Vout Vp Vgs1 Vgs2 id1 id2
全差分套筒式共源共栅放大器及其共模反馈电路
一毕业设计（论文）进展情况60为什么要使用两级放大器，两级放大器的优点：单级放大器输出对管产生的小信号电流直接流过输出阻抗，因此单级电路增益被抑制在输出对管的跨导与输出阻抗的乘积。
在单级放大器中，增益是与输出摆幅是相矛盾的。
GB GB GB ()()()p p z的相位裕量，所以2.2 10LC因此由补偿电容最小值即可以得到2m112'1g (/)(/)2/12N W L W L K I ==≅ 用负ICMR 公式计算5Dsat V 由式（12）我们可以得到下式15(min)IC SS GS Dsat V V V V =++如果5DS V 的值小于100mv ，可能要求相当大的5(/)W L ，如果5Dsat V 小于0，则ICMR 的设计要求则可能太过苛刻，因此，我们可以减小5I 或者增大5(/)W L 来解决这个问题，我们为了留一定的余度我们(min)IC V 等于-1.1V 为下限值进行计算152511(min)Dsat IC TN SS I V V V V β=---（）则可以得到的5Dsat V 进而推出555'2552(/)()Dsat S W L K V ==（I ）11/1≅即有58(/)(/)11/1W L W L =≅为了得到60°的相位裕量，6m g 的值近似起码是输入级跨导1m g 的10倍（allen 书p.211例6.2-1），我们设us g g m m 9421016==，为了达到第一级电流镜负载（M3和M4）的正确镜像，要求46SG SG V V =，图中x ，y 点电位相同我们可以得到6644(/)(/)64/1m m gW L W L g ==进而由6662(/)m Pd g K W L I '=我们可以得到直流电流 22m6m667''6666g g 113.72(/)2d d I I A K W L K S μ==== 同样由电流镜原理，我们可以得到7755(/)(/)32/1d d IW L W L I ==3、仿真和测量 （1）DC 分析图2 VOUT 、M5管电流、M7管电流、Vx 与Vy 与输入共模电压变化的关系图4 测量共模输入范围的电路图图5 运放的输入共模电压范围从图中可以得到输入共模范围满足设计指标(-1V~2V)（3）测量输出电压范围在单位增益结构中，传输曲线的线性收到ICMR 限制。
一种CMOS二级密勒补偿运放的设计
一种CMOS二级密勒补偿运放的设计一个实际的运放电路包含很多极点，为了使运放可以正常工作必须对其进行频率补偿。
所谓“补偿”就是对运放的开环传输函数进行修正，这样就可以得到稳定的闭环电路，而且获得良好的时间响应性能。
两级运放的频率补偿存在一个问题。
我们的补偿原理是使其中一个主极点向原点靠拢，目的是使增益交点低于相位交点。
然而这样就需要一个很大的补偿电容。
大电容在集成电路中是很难制作而且不经济的。
实践证明，通过密勒效应可以以一个中等的电容器的值实现单独利用大电容才可以做到的补偿效果。
这种补偿方法就是“密勒补偿”。
一种CMOS 二级密勒补偿运放的设计，主要有第一级差分放大，第二级共源级放大，电流偏置电路以及密勒补偿电路四部分组成。
首先，手动计算各项参数，分析各项参数与性能之间的相互制约关系。
然后，利用电路EDA仿真软件对电路进行仿真，对参数进行一些微调以满足运放的设计指标。
因为数字集成电路的规律性和离散性，计算机辅助设计方法学在数字集成电路的设计中已经具有很高的自动化。
但是由于模拟电路设计的一些不确定性，一般来说，手工进行参数的预算是不能缺少的一个环节。
运算放大器（简称运放）是许多模拟系统和混合信号系统中的一个完整部分。
各种电路系统中都离不开运放：从直流偏置的产生到高速放大或滤波。
运算放大器的设计基本上是分为两个部分。
第一是选择电路结构，第二是电路的各项参数的确定。
比如静态工作电流，每个管子的尺寸等参数。
这个步骤包含了电路设计的绝大部分工作。
很多参数的确定需要不断地权衡来满足性能。
该设计第二章分析电路的原理开始,第三章接着介绍对运放的各个指标做介绍和分析。
第四章以具体的指标要求为例，分析约束条件，进行手算。
之后使用HSPICE 进行电路仿真。
2电路分析2.1 电路结构选定的 COMS 二级密勒补偿运算跨导放大器的结构如图 2.1 所示。
主要包括四部分：第一级输入级放大电路、第二级放大电路、偏置电路和相位补偿电路。
CMOS 两级运算放大器设计
第一章 概述
本设计要完成的电路如图 1 所示。该运放采用两级结构，第一级是差分对输入，镜 像电流源作负载，第二级是共源输入，电流源负载。由于两级结构至少有两个极点，相 位偏移达到至少 180°，因此用密勒电容进行补偿，同时为增大相位裕度，在密勒电容 前串接一个电阻，此处用 MOS 管实现，来引入一个零点，增大相位裕度。偏置电路采 用微电流源，或恒 Gm 偏置，使偏置不受电源的影响。本设计电源电压采用 5V，负载 电容 3pF。
1
M1 VN
M2 VP
2
3
M3
M4
GND 图 3 第一级等效电路
图 4 第一级小信号等效电路
由图 4 得第一级共模增益
− 1 || ro3,4
Acm1 ≈
2gm3,4 2
1 2 g m1,2
+
ro5
≈− 1
gm1,2
1 + 2gm1,2ro5 gm3,4
两级运放的 CMRR 与第一级的 CMRR 相等，故
0.9(VDD-VSS)]
静态功耗 开环直流增益 单位增益带宽
≤ 2mW ≥ 80 dB Maximize
相位裕量 转换速率 共模抑制比 负电源抑制比 等效输入噪声
≥ 60 degree ≥ 30 V/us ≥ 60dB ≥ 80dB ≤ 300 nV/rt Hz@1KHz
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+ RO (Cc
+ CL )⎤⎦ +1
其中 ξ = CECc + CECL + CcCL
在 CE << Cc ,CL 时，两个极点分别为
( )( ) ( ) ( ) ( ) ϖ p1 = RS
两级全差动运算放大器的设计
两级全差动运算放大器的设计华中科技大学IC课程设计两级全差动运算放大器的设计年级:学号:姓名:专业:指导老师:二零一一年十二月摘要应用0.18umCMOS工艺，设计了一个放大倍数为86dB、单位增益带宽为360MHz、负载为1pF的两级全差动运算放大器。
可以满足一定的高速度、高精度的指标。
两级分别由一个差分的共源放大器和一个折叠式放大器组成。
通过运用差动输出代替普通两级运算放大器的单端输出，从而提高了输入动态范围、抑制共模信号和噪声的能力等性能。
因此，优于一些传统的两级运算放大器。
关键词：全差动运算放大器；共源放大器；折叠式放大器AbstractA fully differential operational amplifier with a DC-gain of 86dB and a gain-bandwidth of 360 MHz has been implemented in a 0.18um CMOS process.It can satisfy the index of high speed and high precision.And the two level is respectively made up of a common-source amplifier and a Folding amplifier.Therefore,it is better than some of the traditional operational amplifier.Keywords:fully differential operational amplifier; common-source amplifier; Folding amplifier目录摘要 (1)Abstract (2)1.引言 (4)2. 两级全差动运算放大器设计要求 (4)3. 电路分析与设计 (4)3.1.第一级运算放大器设计 (5)3.1.1第一级差模电压增益 (6)3.1.2.共模电压输入范围 (6)3.1.3.第一级增益带宽积GBW (7)3.1.4.第一级MOS管宽长比 (7)3.1.5.第一级仿真结果 (7)3.2.第二级运算放大器设计 (8)3.2.1.第二级差模电压增益 (9)3.2.2.偏置电压与偏值电流 (9)3.2.3.增益带宽积与负载电容 (9)3.2.4.第二级MOS管宽长比 (9)3.2.5.第二级仿真结果 (10)3.3.两级联仿 (10)3.3.1.差分压摆率 (11)3.3.2.静态功耗 (11)3.3.3.等效输入参考噪声 (11)3.3.4.相角裕度 (12)3.3.5.两级联仿结果 (13)4. 结论 (13)致谢 (14)参考文献 (14)心得体会 (15)1.引言随着模拟集成电路技术的发展，高速、高精度运算放大器得到广泛应用。
CMOS高性能运算放大器研究与设计
CMOS高性能运算放大器探究与设计引言：随着科技的不息进步和应用的广泛推广，运算放大器（Operational Amplifier，简称Op-Amp）作为一种重要的模拟电路器件，得到了广泛的关注和应用。
CMOS （Complementary Metal-Oxide-Semiconductor）技术由于其功耗低、集成度高等优势，被广泛应用于运算放大器的探究和设计中。
本文将介绍CMOS高性能运算放大器的探究与设计，主要包括运算放大器的基本原理、运算放大器的基本电路结构、CMOS技术的特点和优势、CMOS高性能运算放大器的设计方法和优化技术等方面。
一、运算放大器的基本原理运算放大器是一种特殊的差动放大器，它能够实现电压放大、电流放大、功率放大等功能。
运算放大器有两个输入端，一个非反相输入端和一个反相输入端；有一个输出端和一个电源端，电源端一般有正电源和负电源两个。
在抱负状况下，运算放大器具有无限的增益、无限的输入阻抗和零的输出阻抗。
但实际状况下，由于运算放大器的内部结构等因素的限制，无法完全满足抱负的条件。
因此，在运算放大器的设计中，需要思量如何提高增益、输入阻抗和输出阻抗等性能指标。
二、运算放大器的基本电路结构运算放大器的基本电路结构由差动放大器、电压放大器和输出级组成。
差动放大器用于实现输入信号的差分放大，电压放大器用于实现信号的放大，输出级用于驱动负载电阻。
差动放大器由两个晶体管组成，一个晶体管作为非反相输入端，另一个晶体管作为反相输入端。
通过调整两个晶体管的尺寸比例，可以实现不同的放大倍数。
电压放大器由级联的共源放大器组成，通过逐级放大，实现信号的放大。
输出级由差分放大器和输出级筛选电路组成，通过差分放大器将信号转化为可驱动负载电阻的电流信号，再经过输出级筛选电路，将电流信号转化为电压信号。
三、CMOS技术的特点和优势CMOS技术是一种基于金属-氧化物-半导体（MOS）结构的半导体制造技术。
与传统的bipolar技术相比，CMOS技术具有以下特点和优势：（1）功耗低：CMOS电路在静态状态下几乎不消耗电流，功耗分外低，适合于低功耗应用的场合。
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CMOS两级运放的设计1 设计指标在电源电压 0-5V,采用 0.5um 上华 CMOS 工艺。
完成以下指标：共模输入电压开环直流增益单位增益带宽相位裕度转换速率负载电容静态功耗电流共模抑制比PSRR固定在〔V DD V SS〕260dB30MHZ60deg ree30Vus3 pF1mA60dB60dB2 电路分析2.1 电路图2.2 电路原理分析两级运算放大器的电路结构如图 1.1 所示，偏置电路由理想电流源和 M8 组成。
M8 将电流源提供的电流转换为电压， M8 和 M5 组成电流镜， M5 将电压信号转换为电流信号。
输入级放大电路由 M1～ M5 组成。
M1 和 M2 组成 PMOS 差分输入对，差分输入与单端输入相比可以有效抑制共模信号干扰；M3、M4 电流镜为有源负载，将差模电流恢复为差模电压。
； M5 为第一级提供恒定偏置电流，流过 M1 ，2 的电流与流过 M3,4 的电流 Id1,2I d 3,4I d 5 / 2 。
输出级放大电路由 M6 、M7 组成。
M6 将差分电压信号转换为电流，而 M7 再将此电流信号转换为电压输出。
M6 为共源放大器， M7 为其提供恒定偏置电流同时作为第二级输出负载。
相位补偿电路由 Cc 构成，构成密勒补偿。
3 性能指标分析3.1 直流分析由于第一级差分输入对管 M1和 M2相同，有第一级差分放大器的电压增益为：gm1Av1gds2gds4第二极共源放大器的电压增益为gm6Av2gds6gds7所以二级放大器的总的电压增益为A vgm1gm62g m2gm6A v1Av2gds4g ds6gds7I 5( 2 4)I 6( 6 7)gds23.2 频率特性分析设C1为第一级输出节点到地的总电容，有C1 C GD2 C DB 2 C GD 4 C DB4 C GS6 设C2表示第二级输出节点与地之间的总电容，有C 2 C DB6 C DB7 C GD7 C L一般，由于C L远大于晶体管电容，所以C2远大于C1 , 可以解出电路的传输函数为V 0 g m1 g m6 s C c R1R2V id as2 bs 1其中：C1C 2 C c C1 C 2 R1 R2ab C1R1 C 2R2 C c g m6 R1 R2 R1 R2可以得到右半平面零点为f zg m62C c 从而电路的主极点f d1g m 6R1 R2C c而次极点f nd gm 6 C L由于C2和C C远大于C1，而C1中最主要的局部为C GS6 , C2中那么以C L 为主，经过适当近似，可以得到单位增益带宽为GBW A0 fdg m1 2C c3.3 共模抑制比分析如果运放有差分输入和单端输出，小信号输出电压可以描述为差分和共模输入电压的方程V O A dm V id A cm V ic其中A dm是差模增益，有A dm A0，A cm是共模增益。
共模抑制比的定义为CMRR A dmA cm从应用角度考虑CMRR 可以理解为“每单位共模输入电压的变化引起的输入失调电压的变化〞。
对于两级运放电路的共模抑制比，有V 5V 3 CMRRA dmV 3VidCMRR 1A cmV 5V 3V 3Vid其中， CMRR 1 是第一级的共模抑制比，因为第二级是单端输入、单端输出，所以不奉献共模抑制比。
由源极负反应增益可知，等效输入跨导Gm 为:Gmg m1ro1g m12ro52r o5r o11如果g m1ro12r o 5 ，那么G m可以化简为：G m12ro5输出阻抗为 :11 g m1ro51R out g m3 r o32r o 5r o1gm3所以共模增益为：A cmG mRout12g m5ro 5得到：CMRRA dm 2g m5 r o5g m1 r o 2ro 4Acm3.4 转换速率〔 slew rate〕Slew Rate 也就是压摆率，是指大信号情况下运放的输入端接入较大的阶跃信 号，输出信号波形也会发生大的变化， 会发生截至或者饱和的现象。
输出电压变化对时间的比值叫做压摆率，单位是Vus 。
对于两级运放，当输入为大的正输入阶跃，M 2截止，M5的电流流经M 1 和M3，电流镜使得M4也流经同样的电流。
因为M 2截止，这个电流从C C流过。
恒定电流 I流过C在其两端产生一个电压梯度，斜率为ds5 CtIds5 。
如果M7提供足够的电流给M6，那么V GS 6保持恒定，M 4V CC的漏端电压不变，结果导致M6的漏端电压呈梯度上升。
对于大的负输入阶跃，M1、M 3 和M4截止，M2导通，M5的电流全部流经M2并流过C C。
由于M7 有足够的电流流过M6，V GS6保持恒定，即 M 4的漏端电压不变，导致M6的漏端电压有负向同样斜率的梯度。
压摆率SR 为I DS5SRintC C对于负载电容C L也要充放电。
对C L放电不存在问题，因为当M6过度驱动V GS 6很大〕时可以流经很大的电流。
但是当对C L充电时，只能在有限的时间内实现，因为C L是通过M7进行充电的。
由于M7有一局部电流I DS 5要留过C C，所以只有I DS 7I DS 5的电流经过C L。
这样一来，对于正的输入阶跃，M 4的漏端电压会下降，也会减少流经M6的电流。
电流I DS 7 I DS5对C L 充电，导致一个正的电压梯度，斜率为SRI DS7 I DS5ext CL所以总的 SR 是这两个中的最小值 SR min{ SR int , SR ext } , 得到SR min{ I DS 5, I DS 7 I DS 5}C C C L为了测量转换速率，将运算放大器输出端与反相输入端相连，如下列图所示，输出端接 3pF 电容。
因为单位增益结构的反应最大，从而导致最大的环路增益，所以能用做最坏情况测量，因此采用这种结构来测量转换速率。
I D DV DDV OUT V I NC LV SS摆率的测量方法3.5 电源抑制比分析假设正电源和负电源的小信号变化分别为V dd和V ss ，出于简化考虑V ic0 ，那么输出小信号电压为VO A dm V id A V dd A V ss其中 A+和 A- 分别是正电源和负电源到输出的小信号增益。
将上式改写为VO A dm V id AV ddAV ss A dm V id V dd V ssPSRR PSRR A dm A dm其中PSRR A dm 且 PSRR A dmA A正电源抑制比 PSRR 为差模增益除以正电源增益，负电源抑制比PSRR 为差模增益除以负电源增益。
电源抑制比应越高越好，以减小电源对输出的影响。
实际中，电源抑制比会随着频率的增加而下降。
因为在实际使用中的电源也含有纹波，在运算放大器的输出中引入很大的噪声，为了有效抑制电源噪声对输出信号的影响，需要了解电源上的噪声是如何表达在运算放大器的输出端的。
把从运放输入到输出的差模增益除以差模输入为 0 时电源纹波到输出的增益定义为运算放大器的电源抑制比，式中的 vdd=0，vin=0指电压源和输入电压的交流小信号为 0，而不是指它们的直流电平。
需要注意的是，电路仿真时，认为 MOS管都是完全一致的，没有考虑制造时 MOS管的失配情况，因此仿真得到的PSRR都要比实际测量时好，因此在设计时要留有余量。
PSRRA V vdd 0A DD vin 0＋ Vdd－VDD-Vout+Vss＋－电源抑制比的原理图VSS4电路分析设计过程确定米勒电容的大小相位裕量有：M 180 tan 1 (GB) tan 1 (GB) tan 1 (GB) 60p1 p2 z1要求 60°的相位裕量，假设RHP零点高于 10GB以上tan 1 ( A ) tan 1(GB) tan 1 (0.1) 120 0v p2而：tan 1(GB) 24.3 0p2所以p2 2.2 GBgm6 2.2(gm2 )即C L C c由于要求60的相位裕量，所以gm6 10( gm2 ) g m6 10g m2C c C c可得到LC c L10在最大输入情况下，考虑M1 处在饱和区，有VDD VSG3Vn V IC (max) V n V TN1 V IC (max) V DDVSG3VTN1在最小输入情况下，考虑M5 处在饱和区，有V IC (min) VSSVGS1VDsat5VIC(min) VSSVGS1VDsat5本设计中负载是 3PF，考虑寄生电容存在，选取C c的初值为1PF。
4.2 分配电流，确定各管的宽长比考虑共模输入范围：在最大输入情况下，考虑M1处在饱和区，有VDD VSG3 V n V IC (max) V n V TN1 V IC (max) V DDVSG3VTN1 〔4〕在最小输入情况下，考虑M5处在饱和区，有V IC (min) VSSVGS 1VDsat 5 V IC (min)VSSVGS1VDsat 5为了使静态功耗尽量的小，在电流偏置级参加的理想电流源为5uA。
在(.SCS) 工艺库文件中查找计算需要的参数:NMOSt oxnV tPMOSt oxpV t'其中有：K C oxox3.9 oC oxtoxtox：是电子或空穴的迁移率C ox：单位面积栅氧化物电容 t ox：栅氧厚度1014F自由空间介电常数ox ：二氧化硅介电常数cm根据以上的参数，手工计算所需要的参数：KK' nCoxnonntoxn' pCoxpopptoxp41.315 1040.714 10〔 1〕取M 8管的过驱动电压为1 ' W20.1 ，根据饱和电流公式 I2KL得W2I DS85'L 821Kn〔 2〕为了使其满足压摆率的要求，取I DS 5 尽量大一些，我们最终取IDS580uA ,M 5和 M 8构成电流镜，那么W80。
L51〔 3〕此时M 3,4和 M 1,2的电流都为IDS1,2,3,440uA 。
先确定M3,4 管的宽长比。
取3,4那么W2I 'DS328。
L213K P3再确定M1,2 的宽长比， GBgm130 MHZ 那么有2CCgm12gm12CC6126W 4GB301021010得到L 1,22KI 1〔 4〕为了得到 60°的相位裕量， g m6 的值近似起码是输入级跨导 g m1 的 10 倍。
为了到达第一级电流镜负载〔 M3 和 M4 〕的正确镜像，要求 V SG4 V SG6 ，我们可以得到 g m6I g m4 IDS 6 ，使 g m6 11g m4 ，有 I DS 611I DS 4 那么有：DS 4(W / L)6 (W / L)4 gm 6 (W / L)4 Igm 4 IDS 6 308 /1DS 4〔 5〕最后确定M7管的跨长比W IL 7 IDS 7DS 5W440L 515仿真结果5.1 测量输入共模范围运算放大器常采用如图 3 所示的单位增益结构来仿真运放的输入共模电压范围，即把运放的输出端和反相输入端相连，同相输入端加直流扫描电压，从负电源扫描到正电源。