宽带匹配网络.
超宽带天线匹配网络的设计概要
超宽带天线匹配网络的设计B.S.Yarman, Istanbul University,TurkeyDesign of Ultra WidebandAntenna Matching Networks2008, 308pp.HardcoverISBN 9781402084171B.S.亚曼等著天线、天线匹配网络(或均衡器)、天线开关以及天线阵列相位移位器是超宽带通讯系统最重要的部件。
作为一个整体,它们构成了我们称谓的天线系统。
很显然这些关键的部件处于通讯系统的前端。
如果天线系统是宽带的,那么无线装备是宽带的几率就很高。
否则不论通讯系统的其余部分的有多好,该系统的带宽是受到天线设备限制的。
实时频率技术(RFT)是1977年由美国康乃尔大学的H.J.Carlin教授提出的,该方法对许多应用提供了建造功率传输网络的出色解决方案。
此外经简化的实时频率技术(SRFT)已被证实最适用于人们为天线设计匹配网络和微波放大器。
本书致力于采用SRFT设计超宽带实用天线匹配网络,这是同类书中的第一本,并且预计会填补无线通讯领域中非常重要的空白。
对于书中的每一个例子,作者都提供了开放式Matlab代码,因此读者可以很容易地产生并验证这些例子的结果。
本书共有13章。
1.实时频率技术;2.天线基础;3.移动无线通讯天线;4.移动电话天线开发中的挑战;5.内部终端天线的设计技术;6.终端天线测量;7.依据散射参数的无损耗二端描述;8.天线匹配问题的分析方法;9.经简化的实时频率技术;10.应用;11.经简化实时频率技术的预置;12.匹配网络分析与最优化Ⅰ;13.匹配网络分析与最优化Ⅱ。
本书是斯普林格《信号与通讯技术》丛书中的一本,作者坚信本书对于那些供职于商业无线通讯公司以及政府和军队机构的研究经理及工程师非常有用。
胡光华,高级软件工程师(原中国科学院物理学研究所)Hu Guanghua, Senior Software Engineer(Former Institute of Physics,CAS)。
射频与微波电路设计介绍-7-功率放大器设计介绍
热设计与散热问题解决方案
热设计基本原理
阐述热设计的基本原理，包括热传导、热对流、热辐射等 概念。
散热问题解决方案
探讨散热问题的解决方案，如采用高效散热器、使用热管 技术等，并分析其优缺点。
热设计与散热问题实例分析
给出热设计与散热问题的实例分析，包括热仿真、热测试 等方面。
热设计与散热问题解决方案
热设计基本原理
阐述热设计的基本原理，包括热传导、热对流、热辐射等 概念。
散热问题解决方案
探讨散热问题的解决方案，如采用高效散热器、使用热管 技术等，并分析其优缺点。
热设计与散热问题实例分析
给出热设计与散热问题的实例分析，包括热仿真、热测试 等方面。
05
射频与微波功率放大器仿真与测 试方法
05
射频与微波功率放大器仿真与测 试方法
01
02
03
04
高集成度
随着半导体工艺的发展，射频 与微波电路将实现更高的集成
度，减小体积和重量。
高性能
采用新材料和新技术，提高电 路的性能指标，如更高的工作 频率、更低的噪声系数等。
多功能融合
将不同功能的电路模块集成在 一起，实现多功能融合，满足
复杂应用场景的需求。
智能化
引入人工智能和机器学习技术 ，实现电路的自适应调整和智 能化管理，提高系统性能。
连接测试仪器，设置合 适的测试参数（如频率 、功率等）。
对功率放大器的各项性 能指标进行测试，如输 出功率、增益、效率等 。
通过输入不同幅度和频 率的信号，观察功率放 大器的输出信号是否失 真，评估其线性度性能 。
在长时间工作和不同环 境温度下，测试功率放 大器的稳定性和可靠性 。
测试平台搭建及测试步骤说明
高频电子技术6.ppt
高频功放：将高频信号进行功率放大的电路，实质是在输入 高频信号的控制下，将电源的直流功率转变成高频功率。
主要功用: 放大高频信号, 以高效率输出大功率，并且尽量保 证非线性失真小。
分类：低频功放：甲类（3600导通，效率50%） 乙类（1800导通，效率78.5%） 甲乙类（大于 1800导通，效率75%）
欠压状态。电压利用率低但可变， 临界状态。 A点在临界饱和线上；
临界状态时的负载电阻 记为：ROPT。
过压状态 A点在饱和区；
Rp 斜率gd 谐振放大器的工作状态由欠压 过压 逐步过渡。
临界
U,I Ic1m Ic0
o 欠压
U cm
P,
临界 过压 Rp
o
ROPT
欠压
Pd P0
Pc 临界 过压 Rp ROPT
6.1 高频功率放大概述
因为工作频率很高，相对频带却很窄，因此一般 都采用选频网络作为负载回路，工作状态选用丙 类、丁类。对于需要在很宽的范围内变换工作频 率的情况，还可采用宽带高频功率放大电路，它 不采用选频网络作负载，而是以频率响应很宽的 传输线变压器作负载。由于受功放管的限制，单 个功率放大电路输出功率是有限的，在大功率无 线电信号发射装置中，采用功率合成技术来增大 输出功率。
结论： 随着负载的增大，电路的工作状态经历了从欠压状
态到临界状态又到过压状态的变化 ； 临界状态：效率与输出功率最佳，是谐振放大器的
最佳工作状态； 欠压状态：效率低，恒流源； 过压状态：效率高，损耗小，恒压源。
图6-12 谐振功率放大电路的测试电路
例6.1 某高频谐振功率放大电路工作于临界状态，输出 功率为15W，且UCC=24V，导通角θ=70°，ξ=0.91。试 问：
天线宽带匹配网络的设计与计算方法
1999 年12 月第26 卷第6 期西安电子科技大学学报JO U RNAL O F X I D I A N UN I V ERS I TYD e c. 1999Vo l.26No. 6天线宽带匹配网络的设计与计算方法孙保华, 周良明, 肖辉(西安电子科技大学天线与电磁散射研究所陕西西安710071)摘要: 讨论了宽带匹配CA D技术中常用的两种方法——直接优化法和实频数据法, 并设计了计算软件, 着重研究它们在天线宽带匹配中的应用. 提出了综合使用两种方法的思想, 结合实际天线进行了宽带匹配网络的设计和计算, 并与实验测试结果进行比较, 得到满意的匹配结果.关键词: 天线; 宽带匹配网络; 直接优化法; 实频数据法中图分类号: TN 82218文献标识码: A 文章编号: 100122400 (1999) 0620793205On the de s ign of broa dban d m a tch i n g n e twork s f or an tenna sS U N B a o2h u a , Z H OU L ia n g2m in g , X IA O H u i(Re se a rc h I n s t.o f A n t e nna a nd Ele c t r om a g n e t i c Sc a t t e ring , Xid ia n U n iv. , Xi′a n710071, C h i na )A b strac t: Tw o m e t ho d s fo r th e b ro a dband m a tch ing ne t w o rk CA D, D irec t O p t i m iza2t i o n M e t ho d and R ea l F requency M e t ho d, a re d iscu ssed, w ith em p h a sis o n th e i r app lica2t i o n s to th e an tenna b ro a dband m a tch ing p ro b lem s. So f t w a re s a re de s igned and a newtech n ique w h ich u se s bo th th e tw o m e t ho d s sequen t l y a re p re s en ted. T h e n ,by u sing th em ea su red inp u t i m p edance da ta o f an an tenna g iven in th is p ap e r, th e de sign o f a b ro ad2band m a tch ing ne tw o rk is accom p lish ed. A com p a r iso n o f th e th eo re t ica l and m ea su redre s u lt s ind ica te s th a t th e m a tch ing re s u lt s a re sa t i sfac t o ry.Key W ord s: a n tenna; b ro a dband m a tch ing ne t w o rk; d irec t op t i m iza t i o n m e t ho d; rea lf r equency m e t ho d随着通讯技术的不断发展, 在短波和超短波波段, 自适应快速跳频、选频等先进技术已被广泛采用. 在这种情况下, 利用“天调器”进行调谐匹配的窄带天线往往不能满足要求, 因此迫切需要性能优良的宽带天线.获得天线宽带特性有多种方法, 如采用宽带振子、天线电阻性加载等技术. 在天线尺寸限制的情况下, 采用天线宽带匹配网络就是实现天线宽带特性的一种有效方法. 必须指出: 任何一种获得天线宽带特性的方法, 都要以某种代价来换取, 或者是牺牲增益, 或者是采用较大的天线体积尺寸.始于60 年代的宽带匹配网络CA D技术[ 1～3 ] 应用于天线设计已引起人们的重视[ 4～6 ]. 其中直接优化法和实频数据法可以根据给定或实测的负载阻抗离散值进行网络优化设计, 这对天线宽带匹配网络设计和计算尤为适用, 因为天线的阻抗往往难以解析表示, 但可以实测得到.1基本概念天线宽带匹配网络一般指的是在较宽的频带内, 能够实现信号源到天线转换功率最大的一种耦合收稿日期: 1998212209基金项目:“八五”国防预研项目( 19121513)作者简介: 孙保华( 19692) , 男, 西安电子科技大学博士生.12.794西安电子科技大学学报第26 卷网络. 对于这样的网络, 必须具有如下特点: (1) 输出端与负载端有良好的匹配; (2) 输入端的反射尽可能小; (3) 网络本身无耗或低耗. 图1 所示即为包含宽带匹配网络的模型. 图中r g 为信号源内阻, Z a 为天线输入阻抗, N 表示天线宽带匹配网络, 它一般是由电容、电感和理想阻抗变r g换器组成的无耗互易二端口网络～研究天线宽带匹配网络, 通常使用的能够表征匹配的参Ug量主要有转换功率增益和电压驻波比.Z cZ 111�宽带·匹配网络Z aNZ q2 转换功率增益定义为负载得到的平均功率和信号源能够给出的最大平均功率之比[ 7 ] , 公式表示为图1 天线系统模型G =P , (1)P av式中P 为负载得到的平均功率, P av 为信号源能够给出的最大平均功率, 即信号源资用功率.工程中通常使用的信号源阻抗和馈线特性阻抗为50 8. 图1 所示的天线系统, 在端口1 有R = , (2)式中# =50.图1 所示天线系统中, 考虑到宽带匹配网络是一个无耗互易二端口网络, G 和R 存在如下关系:R =1 + (1 - G ). (3)1 - (1 - G ) 122直接优化法和实频数据法211直接优化法实用当中, 宽带匹配网络的元件个数一般不超过6 个[ 5 ]. 对6 个元件以内的L C 网络可分为T 型和0 型两种结构形式, 对每一个支节约定如下:(1) 短路不作为并联支路.(2) 开路不作为串联支路.(3) L C 串联不作为并联支路.(4) L C 并联不作为串联支路.这样, 6 个元件以内的网络形式总共有78 种.参看图1, 在端口1, 有R (Ξi )= , (4)其中# (Ξi )= , i = 1, 2, ⋯,M . (5)Ξi 为选定的带内M 个频率点, Z 11 (Ξi )为馈电端口看去的阻抗值.由式(4)、(5) 可看出, R (Ξi ) 和 # (Ξi )的变化规律是一致的, 即为了使得带内R 最小, 可以通过优化带内 # 最小得以实现. 而使用后者较为方便, 故目标函数选为ME (p 1 , p 2 , p 3 ) = ∑W (Ξi ) # (Ξi ) 2 = 最小, (6)i= 1其中p 1 , p 2 , p 3 分别代表T 型或0 型网络各个支节上的电容、电感元件值; W (Ξi )为加权函数, 可以使用指数加权、平均加权等多种形式, 1. 指数加权函数为W (Ξi ) =[R (Ξi ) ]e R (Ξi ) ≥v ,(7) v 和e 为指定的两个常数. 这里使用加权函数的目的是: 不同问题选择合适的加权函数, 可以改善优化计q q qq ( ∞ 第 6 期 孙保华等: 天线宽带匹配网络的设计与计算方法795算的收敛速度和优化结果.由于目标函数 E (p 1 , p 2 , p 3 ) 是可导函数, 优化计算可以采用多 �种方法. 计算表明, 采用B F G S 优化算法, 收敛速度快, 且稳定性也较 好.T 01∶K在直接优化法设计的网络中, 引入一个给定变换比的阻抗变换 Z a器, 如图 2 所示. 图 2 中的 1∶K 表示阻抗变换器的变换比. 这样, 依据以上原理编程, 通过一个程序即可完成 78 种网络的直接优化 宽带 ·· · 匹配网络设计.212 实频数据法参看图 1, 从端口 2 看去的阻抗函数记为 Z q (s ) , 称为策动点阻 抗函数. 在复平面内有图2 T 型和0 型网引入阻抗变换器Z q (s ) s = j Ξ= Z q ( j Ξ) = R q (Ξ) + j X (Ξ) .(8)若 Z q (s ) 为最小虚部函数, R q (Ξ) 和 X q (Ξ) 满足[ 6 ]R q (Ξ) = R q (∞) - 1∞X q (Κ)d Κ ,X q (Ξ) = 1Π∫- ∞ Κ- Ξ R q (Κ) d Κ ,(9)Π∫- ∞ Κ- Ξ 上式称为 H ilbe r t 变换对. 利用此式, 求解 Z q (s ) 只需要找到 R q (Ξ) 和 X q (Ξ) 中的一个即可.在端口 2, G 可以表示为G =4 R q (Ξ) R a (Ξ).(10)[R q (Ξ) + R a (Ξ) ]2 + [X q (Ξ) + X a (Ξ) ]2实频数据法 (R FM ) 的基本思想是: 利用优化算法, 寻找待求的 R q (Ξ) , 使得带内G 最大最平坦; 再由 找到的 R q (Ξ) 求解 Z q (s ) , 最后根据 Z q (s ) 综合出网络元件值. 为此优化计算中目标函数选取为ME =∑ (G- G (Ξi ) ) 2 = 最小 ,(11)i = 1式中的 G 0 称为参考 G , 为 0～ 1 之间的常 数. 计算过程中, 不同的问题选择不同的 G 0 可以得到最佳的优化结果.R FM 具体实现步骤如下:(1) 用折线 R δ (Ξ) 逼近待求的 R q(Ξ). 尽 管式 ( 9) 给出了 R q (Ξ) 和 X q (Ξ) 的 相 互 变 换 关 系, 但 由 于 积 分 限 由- ∞ 到+ ∞, 利用式 (9) 对任意的 R q (Ξ) 和 X q (Ξ)进行相互换算很困难. 为此, 用折射 R δ(Ξ) 逼近待求的连续策动点电阻函数 R q (Ξ). 如 图 3 所示, 设 Ξ1 , Ξ2 , ⋯, ΞN 为频率轴上的N 个间断点, 简称断点频率.NR δ(Ξ) = R 0 + ∑ a k (Ξ) r k , (12)k = 1 图 3 折线 R δ (Ξ) 和待求 R q(Ξ)式中 R 0 = R δ(0) , r 1 , r 2 , ⋯, r n 为断点之间 R δ Ξ) 的代数差值. 利用插值公式求系数 a k (Ξ) , 有1 , Ξ ≥ Ξk ,Ξ - Ξk - 1a k (Ξ) =Ξk - Ξk - 1,Ξk - 1 < Ξ ≤ Ξk , (13)q利用式(9) 计算Xδ(Ξ), 得0, Ξ< Ξk - 1 .q q q =Ra796 西安电子科技大学学报 第 26 卷系数 b k (Ξ) 为b k (Ξ) =1 Π (Ξk - Ξk - 1 )NX δ (Ξ) =∑ bk(Ξ) r k ,(14)k = 1[ (Ξ + Ξk ) ln (Ξ + Ξk ) + (Ξ - Ξk ) ln (Ξ - Ξk ) - (Ξ + Ξk + 1 ) ln (Ξ + Ξk + 1 ) + (Ξ - Ξk + 1 ) ln (Ξ - Ξk + 1 ) ] .(15)将 R δ (Ξ) , X δ (Ξ) 及天线阻抗 Z a ( j Ξ) = R a (Ξ) + j X a(Ξ) 代入式 (10) 得 q q N4R a (Ξ) R 0 +∑ a k(Ξ) rkk = 1G NN2. (16)2R a (Ξ) + R 0 +∑ a k(Ξ) rkk = 1+ X a (Ξ) +∑ bk(Ξ) r kk = 1频带内取M 个频率点 (Ξi , i = 1, 2, ⋯,M ) , 并使这些频率点对应于给定的或实测的阻抗数据频率,称作抽样频率. 利用最小二乘法, 以式 (11) 为目标函数进行优化计算, 得到对应于最佳G 的 R δ (Ξ). (2) 有理函数 R ϖ (Ξ) 拟合折线 R δ (Ξ). q q折线表示的 R δ (Ξ) 往往不能用有限元件组成的网络实现, 为此还需要寻找这样的一个 R ϖ (Ξ) , 满足 q q(a ) Rϖ (Ξ) 能够用有限元件组成的网络实现; (b) R ϖ (Ξ) 拟合 R δ Ξ , 从而保证该网络 G 接近步骤 1 中 R δ Ξ 所能达到的最佳 G .q q ( ) R ϖ ( ) q ( ) q (Ξ) 可以采用有理函数形式, 即RϖA Ξ2 k. (17)q(Ξ) =1 + B 1 Ξ2 + ⋯ + B N Ξ2N该函数对应于工程上采用的 T 型网络结构. 设计结果发现: k = 0, 得到的网络为低通形式; 0 < k < N ,得到的网络为带通形式; k = N , 得到的网络为高通形式.(3) 计算 Z q (s ) 并综合网络.由 R ϖ (Ξ) 求解 Z q (s ) 可以采用盖维茨方法[ 6 ]; Z q(s ) 综合网络采用分式连除法. 以低通网络为例, 有 Z q (Ξ) =1 .(18)j Ξ C 1 +1j Ξ L 1 +1 ω +1R直接优化法和实频数据法相比较, 直接优化法原理简单、方法直观. 但针对预设的网络拓扑优化设 计, 如果网络拓扑选择不当, 可能导致最优解被排除在可行域之外. 笔者介绍的直接优化法, 可以枚举78 种工程常用的网络结构, 在一定程度上弥补了这一缺陷. 实频数据法中, 待设网络用其策动点阻抗函数表示, 从根本上克服了直接优化法的缺陷. 但由计算过程不难看出, 实频数据法的计算比较复杂, 且设 计得到的网络包含任意的比阻抗变换器, 往往会给实用带来一定的麻烦. 为此, 在实际设计时, 可以综合 使用两种方法, 即① 利用实频数据法设计宽带匹配网络, 该匹配网络包含一组抗变换器, 变换比为 1∶K 0.② 选定阻抗变换器, 其变换比为 1∶K , 且 1∶K 与 1∶K 0 较为接近, 同时工程实用中易于制作, 再 利用直接优化法进行二次设计, 网络形式与实频数据法相同.�L 3 设计与计算L 2Z一套筒天线, 在 f = 9～ 27 M H z 频带内 R ≤ 3, 具有良好的 宽带特性. 且在f = 3～ 9 M H z 频带范围内其驻波值很高, 实测时一般 R ≥ 10. 其电阻值很小、电抗很大, 为了覆盖整个短波频段, 就要求在f = 3～9 M H z范围进行匹配. 在这种情况下, 只有采用宽带匹配网络. 附加网络 C 1T ·L 1图4 网络结构第6 期孙保华等: 天线宽带匹配网络的设计与计算方法797由套筒天线在f = 3～30 M H z 阻抗实测值, 可以看出天线阻抗在f = 3～9 M H z具有小电阻、大容抗的特性. 根据测得阻抗直接设计宽带匹配网络难以达到R ≤310 的要求, 为此需采用一附加网络以利于匹配(见图4). 利用实频数据法设计宽带匹配网络, 网络结构如图4 所示, 元件值如表1. 可以看到, 该网络中使用了1173∶1 的阻抗变换器. 考虑到该阻抗变换器制作较为困难, 而7550 8 阻抗变换器已被广泛使用, 两者差别不大, 故选定K = 115∶1. 利用直接优化法设计宽带匹配网直接优但已满足设计图5R 曲线按直接优化法设计结果制作网络, 接入天线的底部,测试其驻波, 结果如图6 所示, 图中“·”表示计算值. 实测值和计算值相比较, 其变化规律一致性很好, 其数值也较为接近. 实测值低一些, 这是因为网络计算时, 假设元件为无耗, 而实际L , C 都是有耗的, 存在附加电阻造成的.4结论直接优化法和实频数据法作为宽带匹配网络CA D技术的两种常用方法, 因其具有不需要负载解析模型, 而直接根据给定或实测阻抗数据优化设计网络的特色, 应用于天线宽带匹配网络设计当中显得尤为方便和实用.另外综合使用两种方法, 取长补短, 能够改善设计结果.图6测试R 曲线同时必须指出: 宽带匹配网络的设计和计算与负载阻抗有密切关系, 并不是任意的天线阻抗都可以实现宽带匹配, 此时必须对天线采用适当的电阻加载或是设计一个附加网络, 使天线阻抗在频带内的变化相对均衡一些, 这样才能得到满意的匹配效果.参考文献:[ 1 ] B and l e r J W .O p t i m iza t i o n M e t ho d fo r Com p u te r A id D e s ign [J ]. IE E E T ran s o n M T T , 1969, 17 (8) : 30～39. [ 2 ] C a r l in H J. A N e w A pp ro a ch to Ga in B andw id t h P ro b le m [J ]. IE E E T ran s o n C ircu it and Sy s t, 1979, 24 (4) : 170～175.[ 3 ] C a r l in H J , Kom a ik J J. A N e w M e t ho d o f B ro a dband E q ua liza t i o n A pp lied to M ic r ow ave A m p lif i e r s[ J]. IE E E T ran s o n M T T , 1979, 27 (8) : 93～99.[ 4 ] R am ah i O M .T h e D e s ign o f a M a tch ing N e t w o rk fo r an H F A n tenna U sing R ea l F requency M e t ho d[ J]. IE E E T ran s o n A P , 1989, 37 (4) : 506～509.[ 5 ] L i S T. T h e D e s ign o f I m p e dance M a t ch ing N e t w o rk s fo r B ro a dband A n tenna [R ]. A D2A 187, 1987.[ 6 ] 黄香馥 1 宽带匹配网络[M ]1 西安: 西北电讯工程学院出版社, 19871120～158.[ 7 ] 陈惠开 1 宽带匹配网络的设计与原理[M ]1 北京: 人民邮电出版社, 1989141～98.(编辑: 郭华)。
宽带天线阻抗匹配网络的优化设计
配 网络 的复 杂 性 ， 网络 逼 近 技 术 难 度 较 大 ． 网 络 综 合 法 其 而 又要 求 精 确 的 推 导 ， 限制 条 件 往 往 比 较 多 ， 络 的 可 实 现 性 网 也 是 不 确 定 的 。 网 络综 合 法 存 在 的 这 些 问 题 使 它 的 普 遍 适
用性受到很大的限制。
单， 法直观 ， 计 方便 ． 适 合 宽带 天线 阻抗 匹配 网络 的 方 设 更
设 计
１ 转 换 功 率 和 驻 波 比 ］
天线 宽带 匹 配 网络 一 般指 的 是在 较 宽 的频 带 内 ， 够 实 能 现信 号 源 到 天线 转 换 功 率 最 大 的一 种 耦 合 网络 ， 于 这 样 的 对 网络 ， 须 具 有 如 下 特 点 ： 输 出端 与 负 载 端 有 良好 的 匹 配 ； 必 ①
随 着 计算 机 的广 泛 应用 ， 配 网络 设 计 的数 值方 法 也 于 匹
六 十 年 代 中期 开始 发 展 起 来 。与 解 析 理论 相 比 ． 种 方 法 这 更 切 合 实 际应 用 ， 不 仅 能 直 接 应用 于 匹配 网络 的计 算 机 辅 它 助 设 计 ， 且 能 解 决 解析 方 法 中所 遇 到 的许 多 困难 问题 。 而
Ｄｅ ｅ． ２ ０ ０ ７
宽 带 天 线阻 抗 匹 配 网络 的优 化设 计
杨 利 容 ， 龙 祖 强
（ 阳师范 学院 物理 与电子信 息科 学 系，湖 南 衡 阳 衡
摘
４ １０ ） ２ ０ ８
要 ：给 出 了一 种 处 理 宽 带 天 线 双 端 匹 配 的 改 进 方 法 ，即 最 优 化 算 法 ，并 且 与 实 频 法 进 行 对 比分 析 ， 最 终 可
短波宽带天线及匹配网络的优化设计
第３ ０卷 第 ８ 期
２０ ０ ２年 ８月
华 中
科
技
大
学
学
报（ 自然 科学版 ）
Ｖｏ ． ０ ＮＯ ８ １３ ．
Ａｕ ｇ． ２ ０ ０２
Ｊ ．Ｈｕｚｏ ｇＵｎｖ ｆ ｃ．＆ Ｔ ｃ ．Ｎ ｔｒ Ｓ ｉ ｃ ｄｔ ｎ ａｈ ｎ ｉ ｏ ｉ Ｓ ｅｈ （ ａｕｅ ｃｅ ｅＥ ｉｏ ） ｎ ｉ
图 ２所示 ． 所 以这 样 选 择 是 因 为它 可 以包 括 多 之
天
： 阻 抗 Ｉ
线
变 换 器
压矩阵， 也就 是 只需 要 在
．
基 础 上 略作 修 正 即
可 ［ 因此 在优 化 计 算 时 ， 于 每 一 个 频 率 点 ， 对 都
只需计 算 一 次 ｚ ， 后存 人 数据 文 件 中 ， 迭 代 然 在
３ 计算 结果及讨 论
在 试 验 中 ， 现 由于各 种 因素 的影 响 ， 发 阻抗 的 理论 计 算值 与 实 测 值 还 是 有 一 定 距 离 的 ， 且 阻 而 抗 变换 器 对 于 天 线 输 入 阻 抗 的 虚 部 并 不 是 按 照 ，： ｚ１的规律 变 换 ． 外 ， 另 由于要 考 虑 到天 线 在机 械 结 构 上 的可 实现 性 ， 载位 置 也 不能 任 意选 取 ． 加 因 此 在工 程 上 ， 以 先 根 据 结 构 强 度 上 的要 求 确 定 可 加 载 位置 ， 优 选 出加 载值 ， 再 然后 通 过 实验 测 量经 阻抗变 换 后 的输 入 阻 抗 ， 在 此 基 础 上 设 计 阻抗 并 匹配 网络 ． 确 定 加 载值 时 ， 然 可 用 式 （ ）作 在 仍 ２ 为 目标 函数 ， 只不 过计 算 反射 系数 时 ， 以采 用 输 可 入阻抗 中 阻值 的 平 均 值 作 为 特 性 阻抗 ． 样 可 以 这 使经 过 加 载后 天线 的输 入 阻抗 中电阻 变 化尽 量 平 缓， 而抗 值 尽量 小 ， 而有 利 于 下一 步 的匹 配 网络 从
宽带匹配网络理论及应用研究
宽带匹配网络理论及应用研究宽带匹配网络理论及应用研究摘要：宽带匹配网络是一种重要的射频（Radio Frequency, RF）和微波（Microwave）电路元件，它在无线通信、雷达、射频模拟电路等领域有着广泛的应用。
本文通过对宽带匹配网络的原理、结构及其在相关应用中的研究进展进行综述，旨在为宽带匹配网络的设计与应用提供一定的参考。
关键词：宽带匹配网络；射频电路；无线通信；微波电路；雷达一、引言在无线通信系统中，信号的传输需要经过由天线、滤波器等组成的射频前端电路。
而射频前端电路的一个核心部分就是宽带匹配网络。
宽带匹配网络可以使射频前端电路与其他电路之间的阻抗进行匹配，从而实现能量传递和信号转换。
因此，宽带匹配网络的性能和设计对于整个射频电路的工作效果至关重要。
二、宽带匹配网络的原理宽带匹配网络的设计是为了实现在宽频带范围内的阻抗匹配，其原理主要基于阻抗变换理论。
在传输线理论中，电磁波在线路中传输时，会遇到特定的阻抗，而当阻抗不匹配时，会产生反射波。
通过在匹配网络中引入阻抗变换元件，可以实现信号的阻抗匹配，减小反射波的发生。
三、宽带匹配网络的结构宽带匹配网络的结构可以分为两种类型：串联结构和并联结构。
串联结构中，利用串联的传输线和变压器等元件来实现阻抗的匹配。
而在并联结构中，通过并联的电容、电感和变压器等元件来实现阻抗的匹配。
两种结构各有利弊，根据具体的应用场景选择合适的结构。
四、宽带匹配网络的应用研究宽带匹配网络在无线通信、雷达、射频模拟电路等领域都有着广泛的应用。
在无线通信系统中，宽带匹配网络可以实现发射端和接收端之间的阻抗匹配，提高信号质量。
在雷达系统中，宽带匹配网络可以实现微波信号的传输和接收，提高雷达系统的性能。
在射频模拟电路中，宽带匹配网络可以实现频率选择性放大和滤波等功能。
五、宽带匹配网络的挑战和展望宽带匹配网络在应用中还存在一些挑战，如：1. 带宽限制：在设计宽带匹配网络时，需要考虑到信号在整个带宽范围内的匹配情况，这对设计的要求提出了更高的要求。
优化算法在宽带匹配网络中的应用
关键 词 ：优 化 ； 宽 带 匹 配 网络 ；共 轭 梯 度 法 中 图分 类 号 ：ＴＮ７ １ １ １． 文 献 标 志 码 ：Ａ 文章 编 号 ： １ ７ — ３ ３（ ０ ０ ０ — ０ ６０ ６ ３０ １ ２ １ ） ３０ ３ — ４
专 著《 宽带 匹 配 网络 的理 论 与 设 计 》 系统 地 阐述 了 ，
尽 可能达 到最 大 。
析方 法不 便 应 用 。为 了克 服 解 析 法 这 种 局 限 性 ， Ｃ ｒｉ ａｌ ｎ于 １ ７ ９ ７年 提 出一 种 数 值 方 法 ［ ， 实 频 法 。 ２ 即 ］ 与解 析理论 相 比， 种方 法 更 切 合 技术 应 用 。它 不 这 仅能 直接 用 于 宽 带 匹 配 网络 的计 算 机 辅 助 设 计 的
间 的不 匹配 问题 。在 七 十年 代 ， 又有 不 少 的 电路 理
抗 函数 和 负 载 的 实 频 数 据 以简 单 的 函数 形 式 表示
出来 。对这 个未 知 的 阻抗 函数 优 化增 益 ， 可 得 到 便 相应于 最优 功率增 益 的 阻抗 函数 ， 后对 这 个 阻抗 然 函数进行 综合 ， 可得 到所 需 的匹 配 网络 。１ ８ 年 便 ９１
杨 利 容 高 峰 ， ，周 芸
（ ． 衡 阳 师范学 院 物理 与 电子信 息科 学 系 ，湖 南 衡 阳 １ ４ １０ ； ２ ０ ８
２ ．辽 宁师范 大学 物理 与 电子技术 学 院，辽 宁 大连 １ ６ ２ ） １ ０ ９
摘 要 ：利 用优 化 算 法研 究 了宽 带 匹 配 网络 ，从 设 计 过 程 可 以 看 出 ，设 计 原 理 简 单 ，使 用 方 便 ，调 试 更 灵 活 。 其 不仅 能 为 所 有 的 网络 匹配 问题 （ 天 线 的 匹 配 、 幅 度 均衡 器 等 ） 的研 究提 供 理 论 借 鉴 ，而 且 能 对 宽 带 匹 配 网 如
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(
jω
)|
=
|S21(
jω
)S33
(
jω ) − S23( |S33( jω )|
jω
)S31(
jω
)|
=
|S12 ( |S33 (
jω jω
)| )|
=
S12 ( jω ) S33( jω )
|S22a
(
jω
)|
=
|S22 (
jω )S33(
jω ) − S23( |S33( jω )|
jω
)S32 (
1) General configuration of the negative-resistance amplifiers Our task is to obtain the transducer power-gain from port 1 to port 2 in terms of scattering
Since Z11( jω ) , Z22 ( jω ) and Z12 ( jω ) are images, Z (− jω ) = Z ( jω ) = −Z ( jω ) .
Using the theory of analytic continuation, Z ( − s) = −Z (s) .
65
R2
2 2
Nβ
②
R1
+
1 1①
Vg
−
Nc
③
Na N
Nα
3
zl (s)
②
R1
+
1①
Nc
Vg
−
③
1
①
Nβ ② 3 2
R2
Nd
2
① Nα ② 4 3
zl (s)
N
⎡0 1 0⎤
Sc = ⎢⎢0 ⎢⎣1
0 0
1⎥⎥ 0⎥⎦
=
⎡ S11c
⎢ ⎣
S21c
S12c S22c
⎤ ⎥ ⎦
:
normalizing
The transducer power-gain of amplifier is
G(ω2 ) = |S21a ( jω )|2
=
S12 ( jω ) 2 S33( jω )
i)
Since
|S12 ( jω )| ≤ 1,
G(ω2 )
≤
1 |S33( jω )|2
.
ii) the optimum amplifier should have a maximum |S12 ( jω )| and a minimum |S33( jω )| .
output port by a negative resistor with resistance −RΩ belongs to the special class.
zl (s)
Lossless two-port
−R
Proof:
A. Since
zl (s)
=
Z11 (s )
−
Z122 (s) Z22 (s) −
compute the scattering matrix of two-port Na formed by three-port N and one-port Nb
using following formulas which are derived in chapter 1 from the interconnection of two
+
R RCs +1
(b)
C
−R
−zl (
−
s)
=
R RCs +1
N
(c)
−R
−zl ( − s) = R
N
(d)
− R1
zl
(s)
=
− R1
+
R RCs
−1
C N
−R
− zl
(
−
s)
=
R1
+
R RCs +1
(e)
4.2 The design of nonreciprocal negative resistance amplifier
R
=
Z11(s)Z22 (s) − Z122 (s) Z22 (s) − R
−
Z11 (s )R
Y22 (s)
=
Z11 (s) Z11(s)Z22 (s) − Z122 (s)
so
1 −R
zl
(s)
=
Z11 (s)
Y22 (s) Z22 (s)
−
R
.
B. Obtain associated impedance −zl ( − s)
2) The design of nonreciprocal negative resistance amplifier A. Circuit of nonreciprocal negative resistance amplifier
The lossless three-port network N consists of three parts: i) Lossless two-port network Nα ; ii) Lossless two-port network Nβ ; iii) Circulator Nc . B. The relations between S and Sα , Sβ , Sc .
S12S23 − S13S22 ⎤
S13S21
−
S11S23
⎥ ⎥
S11S22 − S12S21 ⎥⎦
Then, there exist following relations:
S22 ( jω )| S( jω )| = S11( jω )S33( jω ) − S13( jω )S31( jω ) S21( jω )| S( jω )| = S13( jω )S32 ( jω ) − S12 ( jω )S33( jω)
=
|S22 ( |S33 (
jω )| jω )|
=
S22 ( jω ) S33( jω )
|S12a
(
jω
)|
=
|S12
(
jω
)S33
(
jω ) − S13( |S33( jω )|
jω
)S32
(
jω
)|
=
|S21( |S33 (
jω jω
)| )|
=
S21( jω ) S33( jω )
|S21a
that are active over a frequency band of interest and such that the function defined by the relation
z3 (s) = −zl ( − s)
is a strictly passive impedance function. 2) Any active impedance which is formed by a lossless two-port network terminated at the
3) Examples of special class of active impedance.
Rs
Ls
zl
(s)
=
Rs
+
Ls s
+
R RCs −1
Rs C N
−R
− zl
(
−
s)
=
− Rs
+
Ls s
+
R RCs
+1
(a)
Ls Rs C
−R
zl
(s)
=
Ls s
+
R RCs
−1
N
− zl
(
−
s)
=
Ls s
⎡S11 ⎢⎢S21 ⎢⎣S31
S12 S22 S32
S13 ⎤H
S23
⎥ ⎥
=
⎢⎡⎢SS1121
S33 ⎥⎦ ⎢⎣S13
S21 S22 S23
S31 S32 S33
⎤ ⎥ ⎥ ⎥⎦
=
|
1 S
|
⎡S22S33
⎢ ⎢
S23S31
⎣⎢S21S32
− − −
S23S32 S21S33 S22S31
S13S32 − S12S33 S11S33 − S13S31 S12S31 − S11S32
1 −R
1 +R
z3
(s)
=
−
zl
(
−
s)
=
−[Z11
(
−
s)
Y22 ( Z22 (
− −
s) s)
−
R
]
=
Z11
(s
)
Y22 (s) Z22 (s)
+
R
z3 (s)
Lossless two-port
R
62
−zl ( − s) is the driving-point impedance of the same two-port terminated at the output port in a passive resistor of resistance RΩ . Thus, z3 (s) = −zl ( − s) is a strictly passive impedance and called associated passive impedance of zl (s) .
jω )|
=
|S11( |S33 (