UCC28950移相全桥设计的指南

UCC28950移相全桥设计指南

一，拓扑结构及工作原理

(1) 主电路拓扑

本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。电路拓扑如图3.6所示。

图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑

当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。当关断1S时，电源对1C

C通过变压器初级绕组放电。由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于充电，2

Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于k L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，所以4S为零电流关断，3S为零电流开通。

(2) 主电路工作过程分析[7]

半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。

①模式1

图1 模式1主电路简化图及等效电路图

②模式2

图2 模式2简化电路图

③模式3

图3模式3简化电路图

④模式4

图4模式4主电路简化图及等效电路图⑤模式5

图5模式5 主电路简化图及等效电路图⑥模式6

图6 模式6主电路简化图及等效电路图

⑦模式7

图7模式7主电路简化电路图

⑧模式8

图8 模式8主电路简化电路图

二，关键问题

1：滞后臂较难实现ZVS

原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.

解决方法：

①、增大励磁电流。但会增大器件与变压器损耗。

②、增大谐振电感。但会造成副边占空比丢失更严重。

③、增加辅助谐振网络。但会增加成本与体积。

2，副边占空比的丢失

原因： 移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；

Dloss 与谐振电感量大小以及负载RL 大小成正比，与输入电压大小成反比。 解决方法：

①、减少原副边的匝比。但会造成次级整流管的耐压增大的后果。

②、将谐振电感改为可饱和电感。因为在初级换流的过程中，一旦进入电感的饱和状态，那么流过电感的电流马上就会变为饱和电流，而不是线性的减少，这就意味着减少了换流时间，等效于减少了占空比丢失时间。当然我这么解释看起来有点不好理解，要结合移相全桥的工作过程来理解，还是可以慢慢去体会的

三， 定制件设计与功率器件选型 1，输出储能电感设计：

移相全桥的输出储能电感其实可以看做一个单纯的BUCK 电感，由于其正负半周期各工作一次，所以其工作频率等于2倍开关频率，其计算公式为

：

Lf = Vo *(1-Dmin )/(4*fs* △I) 2，主变压器设计：

首先计算出移相全桥的次级输出最低电压： Vsec(min)=( Vo(max)+VLf+VD)/ Dsec(max) 初次级的变压器匝比为: n=Vin(min) /Vsec(min) 选择变压器，使用A p 法：

Ap =Ae*Aw= Po*104

/(4*?*fs*△B*J*Ku*) 接下来计算变压器原边匝数： Np= Vin(min)*D (max)/(4*fs*A e *B max ) 那么次级绕组匝数为： Ns= Np/n

3，谐振电感设计：

L r I 2

p /2=( V 2

in *C 上管)/2+( V 2

in *C 下管)/2= V 2

in *C lag

即 L r = 2* V 2

in *C lag /I 2

p 其中 L r ：谐振电感值 V in ：输入电压

C lag ：滞后桥臂电容(外加电容与MOSFET 结电容) I p ：滞后桥臂关断时刻原边电流大小 计算还要考虑以下几点因素：

①、Vin 应取最高输入电压值，保证任意输入电压下,滞后桥臂均能实现ZVS 。

②、考虑在轻载I

pl

（10%-20%负载）时刻，需要滞后桥臂仍然需要工作在ZVS状态。

③、输出电流i

Lf

在某个值（比如2A）时刻，输出储能电感电流任然连续或处在临界点。也就是说，输出储能电感的脉动电流等于2倍此值

即△ i

Lf

= 2 *2A=4A

那么 Ip=(I

pl + △ i

Lf

/2)/n

4，输入电容

5，输出电容

6，隔直电容

四，UCC28950周边元件配置及选型

设置电流传感网络CT, RS, RRE, DA

为这个设计有一个选择的CT的100:1比率(a2)

在VINMIN下计算一般峰值电流(IP1):

原边电流峰值:

峰值电流达到上限时的电压

计算电流检测电阻(RS)并且预留200 mV斜坡补偿:

选择一个标准电阻RS:

对RS估计功率损耗:

计算DA上的最大反向电压(VDA)

估计达功率损耗(PDA):

计算RS重置电阻器RRE:

电阻器RRE用于重置当前变压器CT。

电阻器RLF和电容器CLF形成一个低通滤波器对当前信号(引脚15)。对于这个设计我们选择以下值。这个过滤器频率极低(fLFP)在482千赫。这应该工作大多数应用程序但也许适合个体的布局调整和EMI的设计。

UCC28950 VREF输出(引脚1)需要高频旁路电容滤除高频噪音。这个引脚需要至少1μF高频旁路电容(CBP1)。请参考图1适当的位置。

电压放大器参考电压(引脚2,EA +)可以设置与分压器(RA,RB)，这个设计实例我们要设置误差放大器参考电压(V1)2.5 v .选择一个标准电阻RB值,然后计算电阻RA值。

设置电压放大器参考电压:Vref=5V

分压器由电阻器RC和RI选择，设置直流输出电压(电压输出)引脚3(EA)。选择一个标准电阻器RC:

计算R1

然后选择一个标准的电阻:

补偿反馈回路可以通过适当选择反馈组件

(RF、CZ和CP)。这些组件被放置尽可能接近U CC28950引脚3和4。

计算负载阻抗负载(RLOAD):10%

控制输出传递函数近似(GCO(f))作为频率的函数:

双极GCO频率(f):

补偿电压回路2型反馈网络。下面的传递函数补偿增益作为频率的函数(GC(f))。请参阅图1为组件的位置。

计算电压回路反馈电阻器(RF)基于交叉电压(fC)循环在第10个双极频率(fPP)。

选择一个标准电阻RF。

计算反馈电容器(CZ)在交叉点的移相。

选择一个设计标准电容值。

在2被FC的地方放置一个极点

选择一个设计标准电容值。

环路增益作为频率的函数，以dB的形式。

环路增益和相位图形检查循环稳定性理论循环。(图4)得了在约3.7 kHz的阶段大于90度。

限制在上升期间启动UCC28950有软启动功能(引脚5)，应用程序设置软启动时间15 ms(tSS)。

选择一个标准电容器的设计。

本应用笔记提供了一个固定延迟方法实现零电压从100%负荷降至50%负载。当转换器操作低于50%加载转换器将在山谷切换操作。为了实现零电压切换开关节点上QBd的FETs QA的开机(tABSET)延迟，初步制定和QB需要基于LS和理论开关节点之间的交互电容。下面的方程用于设置tABSET最初。将LS设置输出电容的两倍

计算槽频率:

设置初始tABSET延迟时间，适当调整计划。

注意：2.25 tABSET方程的因素来源于实证测试数据，可能会有所不同基于个人设计差异。

形成的电阻分压器RDA1 RDA2决定tABSET,tCDSET UCC28950的延迟范围。选择一个标准RDA1电阻值。

注意：tABSET之间可以编程30 ns - 1000 ns。

电压的ADLE输入UCC28950(VADEL)需要设置RDA2基于以下条件。

如果tABSET > 155 ns设置VADEL = 0.2 V,tABSET 155 ns和1000 ns之间可以编程:

如果tABSET≤155 ns设置VADEL = 1.8 V,tABSET可以编程29 ns - 155 ns:

基于VADEL选择、计算RDA2:

选择最接近标准RDA2电阻值:

重新计算VADEL基于电阻分压器的选择:

电阻器RDELAB由tABSET决定

选择一个标准电阻的值设计:

一旦你已经启动并运行原型建议你微调tABSET光负荷的峰谷之间的共振LS和开关节点电容。在这个设计延迟设定在10%负载。请

最初的起点QC和QD打开延误(tCDSET)应该最初设置为相同的延迟，QA和QB打开延迟(引脚6)。以下方程程序QC和QD接通延迟(tCDSET)，通过适当选择电阻RDELCD(引脚7)。

电阻 RDELCD 由tCDSET决定

选择一个标准电阻器的设计:

一旦你已经启动并运行原型建议微调tCDSET光负载。在这个设计CD节点将山谷开关负荷在10%左右。请参考

如图6所示。在轻负载获得零电压开关节点QDd由于容易多了反映了输出电流出现在主变压器的场效应晶体管QD和QC岔道/。这是因为有更多的峰值电流激励LS在此之前过渡,而QA和QB岔道/

有一个可编程延迟岔道的场效应晶体管场效应晶体管QA岔道后QF(tAFSET)的岔道场效应晶体管QE QF后,场效应晶体管QB岔道(tBESET)。好地方设置这些延误tABSET的50%。这将确保适当的同步整流器之前关闭AB零电压过渡。如果这个延迟太大将导致OUTE正确和OUTF不重叠,它将创建多余的身体二极管传导FETs量化QE和QF。

形成的电阻分压器RCA1 RCA2由tAFSET和tBESET决定， UCC28950的延迟范围。选择一个标准RCA1电阻值。

注意：tEFSET tBESET可以在32 ns - 1100 ns之间设置。

电压的ADELEF引脚UCC28950(VADELEF)需要设置RCA2基于以下条件。

如果tAFSET < 170 ns设置VADEL = 0.2 V,tABSET可以编程32 ns - 170 ns:

如果tABSET >或= 170 ns设置VADEL = 1.7 V,tABSET 170 ns和1100 ns之间可以编程:

基于VADELEF选择、计算RCA2:

选择最接近标准RCA2电阻值:

重新计算VADELEF基于电阻分

下面的方程被用来计划tAFSET和tBESET通过适当选择电阻RDELEF。

选择一个标准电阻器的设计。

电阻器RTMIN项目最低工作周期时间(tMIN)UCC28950(引脚9)可以需求在进入破裂模式。如果UCC28950控制器试图要求责任周期的时间不到tMIN电源将进入爆发模式操作。详情请参见UCC28950数据表关于破裂模式。这个设计我们设置最低100 ns。

设定的最低时间选择RTMIN用下面的方程。

标准电阻的值然后选择设计。

有提供销设置变换器开关频率(引脚10)。频率可以选择通过调整定时电阻RT。

选择一个标准电阻器的设计。

UCC28950还提供了斜坡补偿峰值电流模式控制(引脚12)。这个可以设置通过设置RSUM用下面的方程。下面的方程将计算所需的量斜坡补偿(VSLOPE)所需的循环稳定性。

注意：磁化电流的变化在主dILMAG导致斜坡补偿。

帮助改善噪声免疫力VSLOPE总设置有一个斜坡,等于最大值的10%目前感觉信号(0.2 V)在一个感应开关。

如果VSLOPE2 < VSLOPE1 设置VSLOPE = VSLOPE1

如果VSLOPE2≥VSLOPE1 设置VSLOPE = VSLOPE2

选择一个标准电阻器RSUM。

提高效率在轻负载UCC28950编程(DCM)引脚12，在轻负载关闭同步FETs条件的二次侧变换器(QE和QF)。这

阈值设定电阻分压器RE和RG。这DCM阈值需要设置水平在电感电流不再生产。以下方程设置同步

负载电流整流器岔道在15%左右。

选择一个标准的RG电阻值:

重新计算电阻的值:

选择这种设计标准电阻的值

五，重要波形

1，驱动波形

2，桥臂中点电压和原边电流波形

3，原边电流与Q4驱动波形

4，原边电流与Q4 VDS波形