iw1规格书中文版

IW1710机翻中文版IW1710数字PWM电流模式控制器，应用准谐工作模式1.0 产品特点原边反馈简化了设计，并去除了光耦准谐振模式，提高的整体效率EZ-EMI ®设计，轻松满足全球EMI标准高达130 kHz的开关频率，适用于小尺寸变压器极为严格的输出电压调节无需外部补偿元件符合CEC/ EPA空载功耗和平均效率规定内置输出恒流控制与初级侧反馈低启动电流（典型值10μA）内置软启动内置短路保护和输出过压保护可选的AC线路欠压/过电压保护轻负载时工作在PFM模式电流检测电阻短路保护过温保护2.0 说明iW1710是一款高性能的AC/DC电源控制器，它采用数字控制技术，打造峰值电流PWM模式反激式电源。

iW1700工作在准谐振模式，在重负载提供高效率，以及一些关键的内置保护功能，同时最大限度地减少了外部元件数量，简化了EMI设计，降低材料成本的总费用。

iW1710不再需要次级反馈电路，同时实现出色的线性和负载调节。

它在去除了环路补偿元件的同时保证稳定的工作。

脉冲波形分析使环路响应是比传统的解决方案快得多，从而提高了动态负载响应。

内置电流限制功能可优化变压器设计，通用的离线应用程序在很宽的输入电压范围。

在轻负载时超低的工作电流和和待机功率，保证iW1710是新管理标准和平均效率应用的理想选择。

3.0 应用3.1 典型应用电路4.0 引脚说明引脚名称类型说明1 NC - 悬空脚2 V SENSE模拟输入辅助电压检测（用于初级端调节）3 V IN模拟输入输入端电压平均值检测4 SD 模拟输入外部关断控制。

通过一个电阻连接到地，如不使用见10.165 GND 地地6 I SENSE模拟输入初级电流检测（用于逐周期峰值电流控制和限制）7 OUTPUT 输出外部MOSFET管栅极驱动。

8 V CC电源输入控制逻辑的电源和电压检测的上电复位电路。

5.0 额定最大值参数符号数值单位VCC直流电压范围（PIN8 V CC）V CC-0.3~18V直流电源电流（PIN8 V CC）I CC20mA MOSFET栅极驱动（PIN7 OUTPUT）-0.3~18V电压反馈（PIN2 V SENSE）-0.7~4V输入端电压检测（PIN3 V IN）-0.3~18VSD输入（PIN4 SD）-0.3~18V功耗 T A≤25℃P D526mW最高结温T JMAX125℃工作温度T STG-65~150℃结到环境的热阻θJA160℃/W防静电等级2000V闩锁测试±100mA6.0 电气特性VCC=12V -40℃至85℃7.0 典型性能特性8.0 功能框图9.0 工作原理iW1710采用了专有的初级侧控制技术，去除了光耦反馈和传统设计所需的二次调节电路的数字控制器。

使AC / DC适配器的低成本得以降低。

在高负载时iW1710采用临界连续导电模式（CDCM）和脉冲宽度调制（PWM）模式，在轻负载时切换到脉冲频率调制（PFM）模式，使功耗降至最低，以满足EPA2.0规范。

此外，iWatt公司的数字化控制技术，实现了快速的动态响应，严格的输出调节，以及初级侧控制，多项保护电路功能。

参照图8.1中，基于所述线路电压和输出电压的反馈信号，数字逻辑模块产生的导通和关断的信号控制开关，并以此来动态地控制外部MOSFET的电流。

系统环路通过数字误差放大器内部补偿。

充足系统的相位和增益裕度是由设计保证，且不需要外部模拟组件的环路补偿。

iW1710采用了先进的数字化控制算法，以减少系统设计时间，提高可靠性。

此外，iW1710能精确控制的次级电流，且无需任何次级侧检测电路。

内置的保护功能包括过压保护（OVP），输出短路保护（SCP）和软启动，交流线路欠压保护，过电流保护，和ISENSE故障保护。

如果它检测到它的任何检测引脚被打开或短路也iW1710自动关闭。

iWatt公司的数字化控制方案，专为满足电源转换设计所面临的挑战和权衡。

这项创新技术非常适用于新法规对于节能模式要求的实用设计，如最低的成本，最小的尺寸和性能最高的输出控制。

9.1 引脚说明PIN2 V SENSE从辅助绕组感应信号输入。

用于调节次级输出电压的反馈电路。

Pin3 V IN通过分压电阻从整流线路获取输入端电压信号，用于输入欠压和过压保护。

及在启动时给IC供电。

Pin4 SD外部关断控制。

如果不使用关断控制，该引脚通过一个电阻连接到GND。

（详见10.16）Pin5 GND地Pin6 I SENSE初级电流检测。

用于周期峰值电流循环的控制。

Pin7 OUTPUTMOSFET栅极外部开关驱动。

Pin8 V CCIC电源，当电压到12V时IC启动，低于6V时IC关机。

去耦电容应连接在V CC和GND。

9.2 开机在启动之前V IN引脚可通过V IN和V CC之间的二极管给V CC电容充电（见图8.1）。

当V CC完成充电且电压高于启动阈值时V CC（ST），激活逻辑控制，打开V IN的ENABLE开关以及数模转换器，检测输入电压。

一旦VIN引脚的电压高于V INSTLOW，iW1710启用软启动功能。

一种在启动状态的自适应的软启动控制算法。

在启动时，初始输出脉冲将从小逐渐变大，直至完全脉冲宽度。

峰值电流的限制由电流峰值比较器(IPEAK)逐周期检测控制。

如果在任何时间V CC电压低于V CC（UVL）阈值，则所有的数字逻辑复位。

此时的VIN开关关断，使得V CC电容可以充电,重新达到启动阈值。

9.3 了解主反馈图9.2显示了一个简化的反激式转换器。

当开关Q1导通(T ON)，能量Eg（t）被存储在电感L M中.整流二极管D1被反向偏置，电流I O通过次级电容C O给负载供电。

当Q1断开时，D1导通，存储的能量Eg（t）传递到输出端。

为了精准地调节输出电压，需要非常精确检测到输出电压和负载电流。

在DCM模式的反激转换器中，该信息可以通过辅助绕组来获取。

在Q1导通期间，负载电流由输出滤波电容器C O供给。

假设Q1两端的电压降为零，L M两端的电压V G（t）以及Q1的电流的上升斜率为：在导通时间结束时，电流上升到：该电流的储能量：当Q1截止，L M中的I G（T）强制反转所有绕组的极性。

忽略在关断的瞬间所造成的漏感L K，初级电流转移到次级处的峰值幅度：假设次级绕组为主绕组，辅助绕组为副绕组：辅助电压由下式给出：图9.3反映了输出电压。

在负载上的电压不同于二极管压降和IR损耗的次级电压。

二极管压降电流的函数，因为是IR损耗。

因此，如果次级电压总是读在一个恒定的次级电流，输出电压和次级电压之间的差值将是一个固定的ΔV。

此外，如果电压可以当二次电流较小读取;例如，在辅助波形的拐点（见图9.3），则ΔV也将是小的。

与iW1710，ΔV可以忽略。

iW1710实时波形分析器读取辅助回路的周期波形的一部分，产生一个反馈电压V FB。

该V FB信号精确地表示输出电压，并用于调节输出电压。

9.4 恒压模式经过软启动之后，数字控制模块测量到输出条件。

它确定输出功率电平，根据负载调整控制系统。

如果这是在正常范围内，器件工作在恒压（CV）模式，并改变脉冲宽度（TON）和关闭时间（TOFF），以满足输出电压调节的要求。

根据不同的线路和负载条件，在此模式下的PWM开关频率为30 kHz和130 kHz之间的。

如果检测到V SENSE上的电压小于0.2 V，则判定变压器的辅助绕组可能是开路或短路，iW1710将关闭。

9.5 瞬态动态负载有三种情况构成在负载瞬态期间的电压下降。

V DROP（电缆）电压的下降是由于电流会通过增加的连接器或电缆。

影响负载瞬态电压下降的第二成分为V DROP。

V SENSE的信号能够显示输出电压的显著下降。

这是由值Vmin，或检测到负载瞬态的参考电压决定。

Vmin越小这个电压就越小。

请记住，较小的Vmin比一个较大的Vmin使V SENSE容易受噪音干扰和失真。

在电压的最终压降是由于从当VSENSE下降值V min出现的下一个VSENSE的信号时的时间。

在最坏的情况下，这是多少电压期间最长的切换期间下降。

在这种情况下，较大的输出电容大大减小了V DROP（IC）的。

当iW1710检测到的输出电压比额定输出电压更高时，就增大开关周期从而降低输出电压。

T PERIOD（CLAMP）指的是从高于额定输出电压到检测到iW1710切换至额定输出电压的时间。

快速的负载变化时，输出电压可能没有及时调整。

因此，对于这种情况下，当电源变为从空载到重负载之前输出电压稳定TPERIOD（CLAMP）替代TPERIOD（PFM 在公式9.8。

9.6 谐振开关模式为了降低MOSFET的开关损耗和EMI，I OUT为50％以上时iW1710采用谐振开关模式。

在谐振开关模式，MOSFET开关的导通点处于穿过漏极和MOSFET的源极谐振电压的最低点（参见图9.4）。

开关在VDS 最低时，开关损失将处于最小。

以最低的VDS打开MOSFET产生最低的dv / dt，而谐振开关模式也可减少电磁干扰。

限制开关频率范围，当开关频率变得过高iW1710可能跳过谷部（见于图9.4的第一个循环）。

iW1710在恒流模式时处于谐振开关模式。

因此，在恒流模式时EMI 和开关损耗仍然是最小的。

这个功能是优于仅在恒压模式期间支持谐振开关模式的其他准谐振技术。

对于如充电器等主要工作在CC模式电源是有益的。

9.7 恒流模式对在恒流模式（CC模式）在电池充电应用是有用的。

在这种模式下，iW1710将保持输出电流的恒定，而不管输出电压，同时避开了连续传导模式。

iW1710通过主电流检测间接地检测负载电流以保持恒流。

初级电流由I SENSE引脚通过从MOSFET的源极接地的电阻器进行检测。

9.8 轻载时工作在PFM模式负载电流大于10％时W1710工作在固定频率的PWM模式和断续模式。

当负载电流减小时，导通时间t ON也将减小。

当负载电流下降到10％以下时，控制器转换到脉冲频率调制（PFM）模式。

然后，导通时间由线电压进行调制，并在关断时间由负载电流调制。

负载电流增大时设备会自动返回到PWM模式下的。

9.9 变频运行在每个开关周期，都会检测V SENSE的下降。

如果没有检测到VSENSE 的下降沿，关断时间将延长，直到VSENSE的下降沿被检测到。

允许的最大变压器复位时间为120微秒。

当变压器复位时间达到最大值复位时，iW1710立即关闭。

9.10 内部回路补偿iW1710集成了一个内部数字误差放大器，对外部环路补偿没有要求。

在一个典型的电源设计中，环路稳定性有保证，以提供至少45°的相位裕量和-20dB增益裕量。

9.11电压保护功能iW1710包括防止输入欠压（UV）和过压输出功能（OVP）。