PWM直流双闭环调速系统设计

运动控制系统大作业 直流PWM双闭环调速系统，基本数据如下： （1） 直流电机：额定功率185W，额定电枢电压220VDC，额定电枢电流1.25A，励磁电压220VDC，励磁电流0.16A，额定转速1500rpm，额定转矩12000g·cm，允许过载倍数1.2； （2） PWM变换器：占空比15%-85%； （3） 时间常数：电磁时间常数10ms,机电时间常数87ms； （4） 控制器的最大输入/输出电压均不超过3V 设计要求： （1） 静态指标,转速/电流无静差； （2） 动态指标，电流超调不超过5%；空载启动到额定转速时的转速超调不超过10%。 请完成转速调节器、电流调节器的设计、理论仿真和调试。

1.双闭环调速系统的结构图 直流双闭环调速系统的结构图如图所示，转速调节器与电流调节器串极联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。

双闭环调速系统的结构图 2.电路设计 H桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图所示。PWM逆变器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容0C滤波，以获得恒定的直

流电压sU。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这时电容器两端电压升高称作“泵升电压”。为了限制泵升电压，用镇流电阻Rz消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接通VTz。 H桥式直流脉宽调速系统主电路 四单元IGBT模块型号：20MT120UF 主要参数如下：

CERU=1200V cI=16A *CNT=100C kWPCM9.0 VUsatCE05.3)(

2.1给定基准电源 此电路用于产生±15V电压作为转速给定电压以及基准电压，如图所示：

给定基准电源电路 2.2 双闭环调节器电路设计 为了实现闭环控制，必须对被控量进行采样，然后与给定值比较，决定调节器的输出，反馈的关键是对被控量进行采样与测量。 2.2.1 电流调节器 由于电流检测中常常含有交流分量，为使其不影响调节器的输入，需加低通滤波。此滤波环节传递函数可用一阶惯性环节表示，由初始条件知滤波时间常数

sToi001.0，以滤平电流检测信号为准。为了平衡反馈信号的延迟，在给定通道

上加入同样的给定滤波环节，使二者在时间上配合恰当。 图2-3 含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器 2.2.2 转速调节器 由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，由初始

条件知滤波时间常数sTon005.0。根据和电流环一样的原理，在转速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节。

3.调节器的参数整定 本设计为双闭环直流调速系统 电路基本数据如下

1)电磁时间常数sTl001.0；

2)机电时间常数sTm087.0； 3)触发整流环节的允许过载倍数λ=1.2； 设计指标： 1)静态指标：无静差；

2)动态指标：电流超调量%5%i；空载起动到额定转速时的转速超调量

%10%n。

计算反馈关键参数： Ct=T/Ia=0.9408 Ce=Ct/9.55=0.0985V.min/r nN=(UN-IN*R)/Ce R=57.78Ω α= Unm/nN=0.002V/(r/min) β=Uim/Idm=2V/A 3.1电流环的设计 1）确定时间常数

PWM装置滞后时间常数：Ts=0.0017s。电流滤波时间常数:sToi002.0。

T=0.0017+0.002=0.0037s (sT和oiT一般都比lT小得多,可以当作小惯性群近似地看作是一个惯性环节)。 2）选择电流调节器结构 可按典型Ⅰ型设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的,所以把电流调节器设计成PI型的，其传递函数为 1()iACRiisWsKs

式中 iK——电流调节器的比例系数；iτ——电流调节器的超前时间常数。 3）选择电流调节器的参数 ACR超前时间常数s01.0liT；改电流环开环时间增益:要求5%i，故

应取i0.5IKT，因此

11.1350037.05.05.0sTK

iI

于是，ACR的比例系数为:

76.023.5178.57*01.01.135si

IiKRKK



4）校验近似条件 电流环截止频率:

11.135sKIci

（1）晶闸管装置传递函数近似条件：

sT31ic

即 cisT

＞s1.196001.031311

满足近似条件； （2）忽略反电动势对电流环影响的条件： ,13lmciTT

即

cimsTT1l

71.10101.0087.01313

满足近似条件； （3）小时间常数近似处理条件：

oisciTT13

1

即

ciois

sTT17.180

002.00017.013113

1

满足近似条件。 5）计算调节器电阻和电容

调节器输入电阻为kR200，各电阻和电容值计算如下

,24.182445.22.10kkRKRii 取k20

5.010102001.063FRCiii，取F5.0

FFRTCoioi2.0101040002.044630，取F2.0

3.2 转速环的设计 1）确定时间常数

（1）电流环等效时间常数 s0074.00037.022iT

（2）转速滤波时间常数 sTon005.0 （3）转速环小时间常数近似处理 s0124.02ominTTT 2）选择转速调节器结构 按跟随和抗扰性能都能较好的原则,在负载扰动点后已经有了一个积分环节,为了实现转速无静差,还必须在扰动作用点以前设置一个积分环节,因此需要Ⅱ由设计要求，转速调节器必须含有积分环节，故按典型Ⅱ型系统—选用设计PI调节器，其传递函数为 1()nASRnnsWsKs

3）选择调节器的参数 根据跟随性和抗干扰性能都较好的原则取5h，则ASR超前时间常数为

sshTnn062.00124.05

转速开环增益： 222224.7800124.0252621ssThhK

nN

ASR的比例系数：

1.52)1(nme

nRThTChK



4）近似校验 转速截止频率为：

114.481062.04.780ssKKnNNcn

（1）电流环传递函数简化条件：

icnT5

1

现在 cni

ssT11.54

1

0037.0515

1

满足简化条件。 （2）小时间常数近似处理条件：

onicnTT213

1

现在 cnoni

sTT18.54

005.00037.02131213

1

满足近似条件。 5）计算调节器电阻和电容 调节器输入电阻 kR200，则 kRKRn4.1222.10n，取125k

FFRCnnn496.01010125062.063，取0.5F

FFRTConon5.0101040005.044630，取0.5F

6）检验转速超调量 当h=5时，查表得，n=37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于这是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。 设理想空载起动时，负载系数z=0。

mnnombTTnnzCC)(2%)(maxn

当h=5时， %2.81%maxbCC

而min110min2.04.055maxrrCRInednom 因此 %10%78.02.0011.015001102.12%2.81n

满足设计要求。